Diseño electrónico análogo (página 4)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 144 11. El sencillo circuito de la figura es una fuente de corriente que alimenta una carga RL.

a) Calcúlese el valor de la corriente I que circula por esa carga si el transistor se encuentra en la región de saturación.

b) Hallar la resistencia RL máxima que se puede alimentar con la intensidad hallada mediante el circuito anterior

Si el transistor JFET de la figura es un transistor comercial 2N5486, calcular entre qué valores se puede esperar que varíe la intensidad I cuando el transistor trabaja en la región de saturación. Datos: Idss=10mA; VP=-5V. 12. Con el transistor 2N5457 y otros componentes que crea necesarios, diseñe una fuente de corriente constante de 0.2mA. ¿Cuál será la carga máxima que puede alimentar la fuente de corriente? 13. En el circuito de la figura, calcular la tensión de salida si la tensión de entrada es 3V. Considerar que el transistor trabaja en la región de saturación. Datos adicionales: R=100K; E=15V

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 145

14. La tensión de entrada Vin es una tensión que varía muy lentamente con el tiempo de manera que, se puede resolver el circuito mediante un análisis en continua. Si E=10V e ID=1mA, calcular la relación entre Vout y Vin. ¿Qué intensidad ID se debe establecer en la fuente si se quiere que Vout=Vin? Datos del transistor: IDSS=3mA VP=-5V 15. En el circuito de la figura, si ambos transistores son idénticos y se encuentran térmicamente acoplados. Hallar la relación entre VOUT y VIN. 16. Determinar el valor de las salidas V01 y V02 cuando VIN valga cero y diez voltios. Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V. 17. Para el diseño de una puerta lógica inversora, se realiza un esquema como el que se representa a continuación.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 146 a) Calcular aproximadamente la potencia generada en la fuente de 8 Voltios en los estados lógicos '1' y '0' de la entrada (10 V. y 0 V. Respectivamente).

b) ¿Qué misión tiene la resistencia de 15 K ?.

18. El siguiente circuito lógico está diseñado según la técnica CMOS (Complementary- MOS).

Se denomina así por que emplea en el mismo circuito transistores NMOS y PMOS. a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puerta lógica es.

b) Comparar este circuito con el del anterior. ¿Qué ventajas presenta en cuanto a consumo de potencia?.

19. Seleccionar el transistor más apropiado para el circuito lógico siguiente (0 < VIN < 10V) (Calcular los parámetros comerciales del transistor):

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 147 20. Determinar a qué tipo de puerta lógica corresponden los dispositivos de la figura (Entradas: V1 y V2; Salida: VO) ¿Qué consumo de potencia hay en los estados lógico '1' y '0' de ambos circuitos?

21. El circuito de la figura representa a un transistor actuando como un interruptor. Cuando se polariza la puerta con una tensión de 15V, el transistor deja pasar una corriente para alimentar la resistencia de carga. Al polarizar con 0V la puerta, el transistor permanece en corte. Se pide:

a) Elegir un transistor MOS adecuado para realizar esta función.

b) Calcular aproximadamente la pérdida de potencia en el transistor si la señal de entrada está comprendida entre 0 y 5V.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 148

22. Un transistor NMOS de deplección tiene un VP=-2V y K=2mA/V2. Calcular la VDS mínima para operar en la región de saturación si VGS=1V. 23. El transistor MOSFET de deplección de la figura tiene una K=4mA/V2 y VP=-2V. Calcular la tensión de la fuente 24. Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS del circuito de la figura para que el transistor opere con una ID=0.4mA y VD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2 25. Se desea diseñar un circuito de alarma para un coche de manera que al salir del coche con las luces encendidas, suene un zumbador. Para detectar la apertura de la puerta se dispone de un sensor magnético entre la puerta y el coche que se cierra con la puerta y da una señal de 0V. Al abrir la puerta, el sensor da una señal de 5V. Por otro lado, se tiene un dispositivo que detecta el paso de corriente en el circuito de iluminación. Se obtiene una señal de 5V con las luces encendidas y de 0V con las luces apagadas. El zumbador tiene que estar alimentado entre 1 y 16V y recibir una corriente de 30mA. Diseñe el circuito con los transistores MOSFET necesarios.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 149

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 150

II. EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL

Se llama así porque fue diseñado inicialmente para llevar a cabo operaciones matemáticas de suma e integración en computadores analógicos. Estos son circuitos integrados de gran aceptación por su diversidad, alto rendimiento y buen nivel de desempeño. La figura a muestra su representación simbólica. • • • Figura a. Representación y características del amplificador operacional.

Las características de un amplificador operacional ideal son:

La ganancia en lazo abierto debe ser muy alta, idealmente infinito. Su impedancia de entrada debe ser alta, idealmente infinita Su impedancia de salida debe ser baja (idealmente cero). De estas características se desprenden dos reglas de suma importancia dentro del análisis de circuitos con amplificadores operacionales.

Regla 1. En un amplificador retroalimentado el voltaje de entrada diferencial es igual a cero.

Regla 2. La corriente de entrada del amplificador operacional ideal es igual a cero.

Con base en estas dos reglas podemos examinar los siguientes modos de configuración.

El concepto original del AO (amplificador operacional) procede del campo de los computadores analógicos, en los que comenzaron a usarse técnicas operacionales en una época tan temprana como en los años 40. El nombre de AO deriva del concepto de un amplificador dc (amplificador acoplado en continua) con una entrada diferencial y ganancia extremadamente alta, cuyas características de operación estaban determinadas por los elementos de realimentación utilizados. Cambiando los tipos y

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 151 disposición de los elementos de realimentación, podían implementarse diferentes operaciones analógicas; en gran medida, las características globales del circuito estaban determinadas solo por estos elementos de realimentación. De esta forma, el mismo amplificador era capaz de realizar diversas operaciones, y el desarrollo gradual de los AOs dio lugar al nacimiento de una nueva era en los conceptos de diseño de circuitos. Los primeros AOs usaban el componente básico de su tiempo: la válvula de vacío. El uso generalizado de los AOs no comenzó realmente hasta los años 60, cuando empezaron a aplicarse las técnicas de estado sólido al diseño de circuitos AOs, fabricándose módulos que realizaban la circuitería interna del AO mediante diseño discreto de estado sólido. Entonces, a mediados de los 60, se introdujeron los primeros AOs de circuito integrado. En unos pocos años los AOs integrados se convirtieron en una herramienta estándar de diseño, abarcando aplicaciones mucho más allá del ámbito original de los computadores analógicos. Con la posibilidad de producción en masa que las técnicas de fabricación de circuitos integrados proporcionan, los AOs integrados estuvieron disponibles en grandes cantidades, lo que, a su vez contribuyó a rebajar su costo. El amplificador, que era un sistema formado antiguamente por muchos componentes discretos, ha evolucionado para convertirse en un componente discreto él mismo, una realidad que ha cambiado por completo el panorama del diseño de circuitos lineales. Con componentes de ganancia altamente sofisticados disponibles al precio de los componentes pasivos, el diseño mediante componentes activos discretos se ha convertido en una pérdida de tiempo y de dinero para la mayoría de las aplicaciones dc y de baja frecuencia. Claramente, el AO integrado ha redefinido las “reglas básicas” de los circuitos electrónicos acercando el diseño de circuitos al de sistemas. Lo que ahora se debe hacer es conocer adecuadamente los AOs, cómo funcionan, cuáles son sus principios básicos y estudiar sus aplicaciones. Los AOs se diseñan para utilizarse con componentes externos y de esta manera proporcionar las funciones de trasferencia requeridas, mejorar las capacidades y la versatilidad, y cambiar las características de operación. Estas características incluyen respuesta en frecuencia, desplazamiento de fase de la señal, ganancia y función de transferencia. Los componentes se colocan en uno o más circuitos retroalimentados y en los terminales de entrada. 1. CONCEPTOS BÁSICOS SOBRE LOS AMPLIFICADORES Uno de los bloques funcionales más importantes de los sistemas electrónicos lineales es el amplificador. A continuación se estudiarán algunas características externas de los amplificadores. Un amplificador puede ser considerado como una red de dos puertos, uno de entrada y uno de salida. Por lo cual, como todo cuadripolo, tiene cuatro parámetros a ser considerados: tensión y corriente a la entrada y tensión y corriente a la salida. La tensión (o corriente) de salida está relacionada con la tensión (o corriente) de entrada mediante un parámetro de ganancia. Si la señal de salida es directamente proporcional a la señal de entrada, de tal manera que la salida sea una réplica de la señal de entrada, se dice que el amplificador es lineal, es decir, (1) Donde xo y xi son las señales de salida y entrada respectivamente, y Ak es la ganancia del amplificador. Se definen cuatro tipos de amplificadores básicos, según las variables dependientes e independientes que se tengan:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 152 • Amplificador de tensión (2) • Amplificador de corriente (3) • Amplificador de transimpedancia (4) • Amplificador de transconductancia (5) También se definen otros dos parámetros importantes en el análisis de los amplificadores lineales: • Impedancia de entrada (6) • Impedancia de salida (7) La impedancia de entrada es la medida de la corriente extraída por el amplificador. Mientras que la impedancia de salida es el valor de la impedancia dinámica interna vista desde las terminales de salida de un amplificador; es decir, es la impedancia equivalente de Thévenin. 1.1. Amplificador como parte de una red Las señales de salida de los transductores pueden estar dadas en V ó A y son en general débiles (del orden de los µV o pA), además poseen una cantidad de energía muy baja (pW o nW ). De otra parte pueden estar en un lugar remoto, por lo cual la transmisión y adquisición de las señales generadas debe hacerse a través de un medio adecuado, v. gr., transformando una señal de tensión a corriente para formar un lazo de corriente y evitar las pérdidas ohmicas en la línea de transmisión. Para esto se deben analizar las topologías básicas de los amplificadores planteadas aquí. Se analizarán los diferentes amplificadores conectados a una cierta fuente de señal y a una carga determinada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 153 Amplificador de tensión

En este caso se tiene (ver Fig. 1(a)): Figura 1: (a) Amplificador de tensión. (b) Fuente de tensión controlada por tensión. de donde Entonces, la ganancia de tensión está dada por (8) Para máxima ganancia de tensión se debe cumplir (9)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 154

Esto significa que un buen amplificador de tensión debe tener alta impedancia de entrada y muy baja impedancia de salida. Este es el caso de la mayoría de AOs convencionales.

Por lo tanto, (10) y (11)

El sistema se comporta como una fuente de tensión controlada por tensión (VCVS) o convertidor tensión a tensión, como se muestra en la Fig. 1(b).

Amplificador de corriente

En este caso se tiene (ver Fig. 2(a)): Figura 2: (a) Amplificador de corriente. (b) Fuente de corriente controlada por corriente. de donde

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 155 Entonces, la ganancia de corriente está dada por

(12)

Para máxima ganancia de corriente se debe cumplir (13)

Esto significa que un buen amplificador de corriente debe tener muy baja impedancia de entrada y muy alta impedancia de salida. Este es el caso de los llamados amplificadores Norton, tal como el LM3900 y el LM359.

Por lo tanto, (14) y (15)

El sistema se comporta como una fuente de corriente controlada por corriente (CCCS) o convertidor corriente a corriente, como se muestra en la Fig. 2(b).

Amplificador de transconductancia

En este caso se tiene (ver Fig. 3(a)):

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 156 Figura 3: (a) Amplificador de transconductancia. (b) Fuente de corriente controlada por tensión. de donde

Entonces, la ganancia de transconductancia está dada por

(16)

Para máxima ganancia de transconductancia se debe cumplir (17)

Esto significa que un buen amplificador de transconductancia debe tener alta impedancia de entrada y alta impedancia de salida. En el comercio se encuentran amplificadores de transconductancia en estructura monolítica tal como el LM3080 y el LM13700.

Por lo tanto, (3.2.18) y

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 157

(19)

El sistema se comporta como una fuente de corriente controlada por tensión (VCCS) o convertidor tensión a corriente, como se muestra en la Fig. 3(b).

Amplificador de transimpedancia

En este caso se tiene (ver Fig. 4(a)): Figura 4: (a) Amplificador de transimpedancia. (b) Fuente de tensión controlada por corriente. de donde

Entonces, la ganancia de transimpedancia está dada por

(20)

Para máxima ganancia de transimpedancia se debe cumplir

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 158

(21)

Esto significa que un buen amplificador de transimpedancia debe tener muy baja impedancia, tanto de entrada como de salida.

Por lo tanto, (22) y (23)

El sistema se comporta como una fuente de tensión controlada por corriente (CCVS) o convertidor corriente a tensión, como se muestra en la Fig. 4(b). 1.3. Características del Amplificador Operacional: Para evaluar adecuadamente el potencial de un AO para aplicación específica se requiere comprender sus características. Figura 5: Circuito equivalente de un amplificador operacional.

La Fig. 5 representa el circuito equivalente de un AO y sus parámetros. Los parámetros ilustrados en la Fig. 5 se definen como sigue: •

•

•

•

• Corrientes de polarización de entrada (IB1 e IB2) —la corriente que fluye en ambas entradas del AO. Tensión de entrada diferencial (VS) —la diferencia de potencial entre la entrada no inversora (+) y la entrada inversora (-).

Tensión de entrada offset (VIO) —una tensión de entrada generada internamente e identificada como la tensión que se debe aplicar a los terminales de entrada para producir una salida de 0 V.

Resistencia de entrada (Ri) —la resistencia de cada entrada cuando la otra está aterrizada.

Tensión de salida (VO) —tensión normal de salida medida con respecto a tierra.

•

•

• DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 159

Resistencia de salida (RO) —resistencia a la salida del AO.

Ganancia de tensión diferencial (AVD) o ganancia de tensión en lazo abierto (AOL) —la relación entre las tensiones de salida y de entrada diferencial del AO sin realimentación externa.

Ancho de banda (BW) —la banda de frecuencias sobre la cual la ganancia (VO/VS) del AO permanece en los límites deseados (por encima de 3 dB).

El símbolo del generador en la Fig. 3.5 representa la tensión de salida resultante del producto de la ganancia y la tensión de entrada diferencial (AVD· VS).

Un AO (ver Fig. 6) proporciona una tensión de salida lineal, el cual es proporcional a la diferencia en la tensión entre los dos terminales de entrada. La tensión de salida será de la misma polaridad de la resultante entre la diferencia de las tensiones en los terminales no inversor e inversor. Cuando la entrada no inversora es más positiva que la entrada inversora, la tensión de salida tendrá una amplitud positiva. Cuando la entrada no inversora es más negativa que la entrada inversora, la tensión de salida tendrá una amplitud negativa. Figura 6: AO Ideal.

Un AO sin realimentación externa desde la salida hasta la entrada se describe como en modo de lazo abierto. Algunas características de un AO ideal funcionando en el modo de lazo abierto son: Ganancia diferencial Ganancia en modo común Tensión de offset ? 8

= 0

= 0 Resistencia de entrada

Resistencia de salida

Ancho de banda ? 8

= 0 ? 8 A partir de estas características del AO, se pueden deducir otras dos importantes propiedades adicionales. Puesto que la ganancia en tensión es infinita, cualquier señal de salida que se desarrolle será el resultado de una señal de entrada infinitesimalmente pequeña. Luego, en resumen: •

• La tensión de entrada diferencial es nula.

Si la resistencia de entrada es infinita, no existe flujo de corriente en ninguno de los terminales de entrada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 160

Estas dos propiedades pueden considerarse como axiomas y se emplearán repetidamente en el análisis y diseño del circuito del AO. Una vez entendidas estas propiedades, se puede, lógicamente, deducir el funcionamiento de casi todos los circuitos con amplificadores operacionales.

2.3.2. Características principales de operación

Las características detalladas y específicas de funcionamiento de un AO particular se pueden encontrar en las hojas de datos apropiadas. Una hoja de datos de un AO proporcionará normalmente muchas características eléctricas no genéricas. Las características eléctricas proporcionadas son para una tensión de alimentación y una temperatura ambiente específicos y usualmente tendrá unos valores mínimo, típico y máximo. Las principales características de un AO y su significado son como sigue: •

•

•

•

•

•

•

• Corriente de offset de entrada (IIO) —la diferencia entre las dos corrientes de polarización de entrada cuando la tensión de salida es cero.

Rango de tensión de entrada en modo común (VICR) —el rango de la tensión de entrada en modo común (es decir, el voltaje común a ambas entradas).

Corriente de salida en corto circuito (IOS) —la máxima corriente de salida que el AO puede entregar en un corto circuito.

Fluctuación de la tensión de salida (VOPP) —el máximo voltaje de salida pico a pico que el AO puede entregar sin que ocurra saturación o corte. Esta característica es dependiente de la resistencia de carga.

Ganancia de tensión diferencial de gran señal (AVD) —la relación entre la fluctuación del voltaje de salida y la del voltaje de entrada cuando la salida se lleva a un voltaje de gran señal específico (típicamente ±10 voltios).

Velocidad de cambio (SR) —la tasa de tiempo del cambio del voltaje de salida en lazo cerrado con el circuito AO llevado a una ganancia de voltaje unitaria (1).

Corriente de alimentación (ICC) —la corriente total que el AO drenará de las fuentes de polarización cuando está sin carga.

Relación de rechazo en modo común (CMRR) —medida de la habilidad que posee un AO para rechazar las señales que se presenten simultáneamente en ambas entradas. La relación del voltaje de entrada en modo común al voltaje generado de salida y se expresa generalmente en decibeles (dB).

En los parágrafos precedentes se ha discutido las características básicas del AO. Los parágrafos siguientes proporcionarán una información más detallada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 161

Ganancia y respuesta en frecuencia

A diferencia del AO ideal, un amplificador operacional típico tiene una ganancia diferencial y un ancho de banda finitos. Debido a que muchas de las características del AO ideal son irrealizables, las características de un AO típico difieren significativamente de las del AO ideal.

La ganancia en lazo abierto de un AO típico se muestra en la Fig. 7 (LM6171). A bajas frecuencias, la ganancia en lazo abierto es constante. Sin embargo, a altas frecuencias (por encima de 100 MHz) la ganancia se reduce a una tasa de -6dB/octava. La frecuencia a la cual la ganancia alcanza al valor unitario se denomina ancho de banda unitario y se denota por B1.

Cuando una porción de la señal de salida se realimenta a la entrada del AO, la relación entre el voltaje de salida y el de entrada se denomina ganancia en lazo cerrado. La ganancia en lazo cerrado es siempre menor que la ganancia en lazo abierto. Debido a que el error en la ganancia es proporcional a la relación entre la ganancia en lazo cerrado y la ganancia en lazo abierto, es deseable un valor muy alto de la ganancia en lazo abierto. Figura 7: Ancho de banda del AO LM6171.

Producto ganancia—ancho de banda

Cuando se selecciona un AO para una aplicación particular, uno de los factores primarios que se debe considerar es el producto ganancia—ancho de banda. El producto de la ganancia en lazo cerrado y la respuesta en frecuencia, permanece constante en cualquier punto de la porción lineal de la curva de ganancia en lazo abierto (ver Fig. 8).

El ancho de banda es la frecuencia a la cual la curva de ganancia en lazo cerrado intercepta la curva de ganancia en lazo abierto como se muestra en la Fig. 8. Se puede obtener el ancho de banda para cualquier ganancia en lazo cerrado, dibujando una línea horizontal desde la ganancia deseada a la intersección con la curva de ganancia de lazo

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 162

abierto. En un diseño típico, se deberá utilizar un factor de 0.1 o menos de la ganancia en lazo abierto a una frecuencia dada. Esto asegura que el AO funcionará adecuadamente con un mínimo de distorsión. Cuando se incrementa la ganancia de voltaje de un circuito con AO, el ancho de banda se decrementa. Figura 8: Producto ancho de banda por ganancia vs carga capacitiva en un AO LM6171.

Influencia de la resistencia de entrada

La influencia de la resistencia de entrada se puede encontrar aplicando las leyes de Kirchhoff. De la Fig. 9 se obtiene:

(2.1)

(2.2)

Si la ganancia en lazo abierto es infinita, la tensión de entrada diferencial será cero y el valor de la resistencia de entrada no tendrá influencia (si no es cero). Puesto que VDI = VO/AVD, se tiene:

(2.3)

Por lo tanto,

(2.4)

o

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 163 (2.5) Figura 9: Influencia de la impedancia de entrada.

Las ecuaciones anteriores indican que la resistencia de entrada tendrá poco o ningún efecto (a menos que sea pequeña comparada con R1) sobre la relación de la tensión de salida a la tensión de entrada. Por lo tanto, la ganancia en lazo cerrado para aplicaciones típicas, es independiente de la resistencia de entrada.

Influencia de la tensión offset de entrada

La tensión offset de entrada (VIO) es una tensión generada internamente y puede ser considerada como una fuente de voltaje insertada entre las dos entradas (ver Fig. 10). Además, es una tensión diferencial de entrada resultante del desajuste del AO en las etapas de entrada. Figura 10: Influencia de la tensión offset de entrada.

El efecto sobre la corriente I1 e I2 puede ser determinada por las siguientes ecuaciones:

(2.6)

Si la tensión de entrada (VI) es cero, la ecuación es como sigue:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 164

(2.7)

La tensión de salida es la tensión offset de salida (VOO). La siguiente ecuación se usa para determinar VOO:

(2.8)

EL valor de la tensión offset de entrada se puede encontrar dividiendo la tensión offset de salida entre la ganancia de lazo cerrado.

Compensación del offset de entrada

Un AO ideal tiene voltaje offset de entrada cero y no tiene pérdidas de corriente. Sin embargo, debido al desajuste de los transistores y a las resistencias de entrada del circuito monolítico, el AO típico tiene un bajo, pero definido, voltaje de offset. La mayoría de los AOs vienen provistos de conectores para un potenciómetro externo, de modo que el offset de entrada pueda ser ajustado a cero. El método exacto usado y la resistencia total del potenciómetro de ajuste nulo es dependiente del tipo de circuito que conforma al AO. Un AO de propósito general, compensado internamente (v.gr.: un µA741), puede requerir un potenciómetro de 10k . Un BiFET o AO compensado externamente puede requerir un potenciómentro de 100k . El voltaje offset de entrada recomendado para circuitos de ajuste nulo, se muestra usualmente en la hoja de datos. Figura 11: (a) Pines de anulación de offset conectados a los emisores. (b) Pines de anulación de offset conectados a los colectores.

Los métodos de anulación de tensión offset de entrada se muestran en la Fig. 11(a) y Fig. 11(b). Se utiliza un circuito similar al que se muestra en la Fig.11, cuando

los pines de anulación de offset (N1 y N2) se conectan a los emisores del generador de corriente constante. Cuando los pines de anulación de offset se conectan a los colectores del generador de corriente constante, se usa un circuito similar al que se muestra en la Fig. 11(b).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 165

Los valores reales del resistor dependen del tipo del AO usado. Se debe consultar la hoja de datos apropiada para complementar los procedimientos de nulidad del offset de entrada.

Coeficiente de temperatura de la tensión offset de entrada

El coeficiente de temperatura de la tensión offset de entrada (tensión offset de deriva) se específica en voltios por grados Celsius. La cantidad acumulada que ocurre con los cambios de temperatura se relaciona directamente a cuan cercanamente ajustadas estaban las características de entrada cuando se fabricó el dispositivo. Los dispositivos de entrada BiFET (tales como la familia TL080) típicamente tienen de 10 a 12 µV/?C. La familia de AOs LinCMOS® tienen de 0.7 a 5 µV/?C dependiendo del modo de polarización seleccionado. Figura 12: Influencia de la corriente de polarización de entrada.

Influencia de la corriente de polarización de entrada

Tanto la corriente de polarización (I3) como las corrientes de operación normal (I1 e I2) fluyen a través de los resistores R1 y R3 (ver la Fig. 3.12). La corriente I3 genera una tensión diferencial de entrada igual al producto R1||R2× I3. La tensión de entrada diferencial (la cual es similar a la tensión offset de entrada) aparece también como una componente de la salida la cual es amplificada por la ganancia del sistema. Más tarde se discutirán algunos métodos para corregir los efectos de la corriente de polarización de entrada.

Influencia de la resistencia de salida

La influencia de la resistencia de salida se ilustra en la Fig13. La corriente de salida se puede expresar con la siguiente ecuación:

(2.9)

Si VOI es la tensión de salida del amplificador ideal equivalente y VOR es la tensión de salida del dispositivo real, entonces VOR se puede determinar a partir de la siguiente relación:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 166 (2.10) Combinando (3.3.9) y (3.3.10): (2.11) Figura 13: Influencia de la impedancia de salida.

Para el caso ideal, VOI = AvdVDI ; por lo tanto:

(2.12)

Se observa que si la resistencia de salida RO es pequeña, el valor de la tensión de salida del amplificador real se acercará al ideal.

Rango de entrada en modo común

Se puede definir rango de entrada en modo común como el rango máximo de la tensión de entrada que se puede aplicar simultáneamente a ambas entradas sin causar corte, deformación o saturación en las etapas del amplificador. La etapa de entrada debe ser capaz de operar dentro de las especificaciones para todo el rango dinámico de elongación en la salida. Si no lo hace, el amplificador puede ir a saturación cuando se exceden los límites en la entrada. El rango de tensión en modo común especificado de la etapa de entrada, debe exceder a la máxima elongación de la tensión pico a pico en los terminales de entrada o la etapa de entrada se puede saturar con los picos. Cuando ocurre la saturación, la etapa de entrada inversora no invierte más. La realimentación negativa se transforma en positiva y la etapa permanece en saturación.

Relación de rechazo en modo común (CMRR)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 167

La relación de rechazo en modo común (CMRR) se puede definir como la razón de la ganancia de señal diferencial a ganancia de señal en modo común y se expresa en decibeles (dB)

(2.13)

Un AO ideal responde solamente a las señales de entrada en modo diferencial e ignora las señales en modo común en ambas entradas. En un circuito típico, sin embargo, los amplificadores tienen un pequeño, pero definido error en modo común. El rechazo en modo común es importante para los amplificadores no inversores o diferenciales debido a que estas configuraciones ven una tensión en modo común. Dependiendo del tipo de dispositivo, las relaciones de rechazo pueden estar en un rango entre 90 dB y 120 dB. Generalmente, los AOs bipolares tienen relaciones de rechazo más altas que los amplificadores con entrada FET.

Influencia de la deriva de corriente y tensión

La tensión de offset de entrada, la corriente de polarización de entrada y las corrientes de offset diferenciales pueden derivar con la temperatura. Aunque es relativamente fácil compensar cada uno de estos efectos en si mismos, es dificil corregir la deriva producida por las variaciones de temperatura. Sin embargo, hay algún control limitado ofrecido en los diseños, para las características de deriva presentadas. Cuando se esperan tendencias de deriva en un problema de diseño, se deberá considerar el tipo de dispositivo, la construcción y la aplicación correspondiente.

Velocidad de respuesta (slew rate)

La velocidad de respuesta se puede definir como la tasa máxima de cambio de la tensión de salida en la unidad de tiempo, para una tensión escalón aplicada a la entrada (ver Fig. 14). Figura 14: Efecto de la velocidad de respuesta.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 168

La velocidad de respuesta normalmente se mide con el amplificador conectado en configuración de ganancia unitaria. Tanto la velocidad de respuesta como el producto ancho de banda por la ganancia son medidas de la velocidad del AO. En la Fig. 14 se puede ver el valor de la pendiente de la recta generada en la salida, cuando el amplificador se excita con un pulso. Por lo tanto, la medida de la velocidad de respuesta estará dada por

(2.14) Figura 15: Velocidad de respuesta en un LM6171.

El SR en los AOs típicos varía entre 105[V /s] = SR = 109[V /s]. A continuación se dan los valores del SR de algunos AOs: Para el OP—07 alimentado con ±15V y con RL = 2k , el valor típico es de 0.3V/µs, para el LF353 alimentado con ±15V y con RL = 1k , el valor típico es de 13V/µs, para el LM6171 con Av = +2, vi = 13VPP , el valor típico es de 3600V/µs. Para el caso del LM6171 el SR se determina por la corriente disponible para cargar y descargar un capacitor interno en un nodo de alta impedancia.

La corriente se define como la relación entre la tensión de entrada diferencial y la impedancia (resistencia) de entrada equivalente. Por lo tanto, el SR es proporcional al nivel de la tensión de entrada, por lo que se obtienen valores más altos de SR en configuraciones de ganancia más bajas (ver Fig. 3.15) [47]. El SR ocasiona que la forma de onda de salida de un AO real pueda llegar a ser muy diferente a la de un AO ideal.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 169 Figura 16: Circuito de prueba para observar la velocidad de respuesta.

Por ejemplo, considérese el amplificador de tensión de la Fig. 16. Puesto que se trata de un OP—07, presenta un SR = 0.3V/µs. Se ha aplicado una señal de entrada senoidal de 200kHz dada por:

(2.15)

Ancho de banda de potencia

El ancho de banda de potencia de un AO es el margen de frecuencia para el cual el AO puede producir una señal de salida sinusoidal sin distorsiones, con una amplitud pico igual al máximo garantizado de la tensión de salida. Se calculará a continuación una expresión para calcular el ancho de banda de potencia en función del SR y de la amplitud del pico de la señal de salida. La señal de salida está dada por

Tomando la derivada respecto al tiempo se obtiene

La máxima velocidad de cambio es ?Vop = 2p ƒVop. Igualando esta expresión al límite de la velocidad de subida se obtiene

Despejando la frecuencia se llega a

(2.16)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 170 Donde se ha expresado el ancho de banda de potencia total como ƒbp. Una forma de onda de salida sinusoidal de amplitud total y sin distorsión, solo es posible para frecuencias inferiores a ƒbp. Ejercicio 1 Calcular el ancho de banda de potencia de un amplificador operacional OP— 07 si el SR= 0.3V/µs, y la amplitud de la salida máxima garantizada es 14 V. Solución: Se sustituye la información proporcionada en la ecuación (2.16) y se obtiene Por lo tanto, se puede obtener del OP—07 una salida sinusoidal sin distorsión de 14 V de pico para frecuencias menores de 3.4 kHz. Ruido Aunque no se establece como una de las características principales del AO ideal, es deseable una operación libre de ruido. Los AOs típicos degradan la señal de entrada agregando componentes de ruido. Los componentes de ruido usualmente son aleatorios y determinan el límite inferior de la capacidad de manejo de señal. El ruido generalmente se especifica en la hoja de datos como ruido de entrada equivalente y, como los otros factores de entrada, se incrementa con la ganancia de la etapa. Hay varias fuentes potenciales de ruido en un AO. Las más comunes son el ruido térmico, causado por las resistencias de las dos fuentes, el ruido de corriente interno y los generadores de tensión de ruido. En aplicaciones normales de audio, la tensión de ruido será la fuente dominante de ruido en el amplificador. Cuando se incrementa la resistencia de la fuente, el efecto del ruido corriente (ver Fig. 17) se incrementa hasta que la corriente de ruido y el ruido del resistor de compensación de polarización en conjunto son los componentes dominantes del ruido de entrada del amplificador [50]. En las especificaciones estos dos parámetros se detallan separadamente (ver Figs. 17 y 18). La tensión de ruido se especifica con una resistencia de la fuente baja (ver Fig. 18).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 171 Figura 17: Respuesta de corriente de ruido en un amplificador. Figura 18: Respuesta de tensión de ruido en un amplificador.

Tanto vn como in se dan en términos de densidad de energía. Éstos se miden con un filtro de ancho de banda estrecho (1Hz de ancho) en una serie de puntos a lo ancho del espectro útil del amplificador. Los datos usualmente se dan en términos de la tensión de ruido vs la frecuencia. Datos prácticos o curvas sobre hojas de datos normalmente se dan como sigue:

Donde en es la densidad de ruido en la tensión de entrada y BW es el ancho de banda en [Hz]. La Fig.19 corresponde al fragmento de una hoja de datos del AO LM6271 (amplificador con realimentación e corriente) donde se indican algunos de los parámetros mencionados en este apartado, en particular el ruido de tensión y de corriente en el dispositivo.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 172 Figura 19: Hoja de datos de un amplificador típico.

En general, los AOs de baja corriente de entrada (FET) o los AOs de baja corriente de polarización tendrán corriente de ruido más baja y tienden a ser más silenciosos a impedancias de la fuente por encima de 10k . Por debajo de 10k , la ventaja es ahora de los AOs bipolares los cuales tienen más bajo ruido en la tensión de entrada. Cuando la impedancia de la fuente está por debajo de 10k , la resistencia real de la fuente está compuesta principalmente por la resistencia del generador. La configuración no inversora del AO tiene menos ganancia de ruido que la configuración inversora para ganancias bajas de señal y por tanto tendrá alta relación señal a ruido. A altas ganancias; sin embargo, esta ventaja disminuye [50].

Ancho de banda de ganancia unitaria y margen de fase

Hay cinco parámetros relacionados con las características de frecuencia de los AOs que probablemente se encuentran en las hojas de datos de los AOs. Éstos son el ancho de banda a ganancia unitaria (B1), producto ancho de banda por ganancia (GBW), margen de fase a ganancia unitaria (fm), margen de ganancia (Am) y Máximo ancho de banda de oscilación de salida (BOM).

El ancho de banda a ganancia unitaria (B1) y el producto ancho de banda por ganancia (GBW) son muy similares. B1 especifica la frecuencia a la cual AVD del AO es 1:

(2.17)

GBW especifica el producto ancho de banda por ganancia del AO en configuración de lazo abierto y la salida con carga:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 173 Figura 20: Circuito simplificado de un amplificador operacional donde se indican las etapas principales.

(2.18)

GBW es constante para amplificadores con realimentación de tensión. No tiene mucha significación para amplificadores con realimentación de corriente debido a que no hay una relación lineal entre la ganancia y el ancho de banda [39]. •

•

•

• El margen de fase a ganancia unitaria (fm) es la diferencia entre la cantidad de desplazamiento de fase que experimenta una señal a través del AO con ganancia unitaria y 180? :

(2.19)

El margen de ganancia es la diferencia entre la ganancia unitaria y la ganancia a 180? de desplazamiento de fase:

Margen de Ganancia = 1- Ganancia@180?de desplazamiento de fase

Máximo ancho de banda de elongación de salida (BOM ). Especifica el ancho de banda sobre el cual la salida está por encima de un valor específico:

BOM = ƒMAX , mientras vO > vMIN

El factor limitante para el BOM es el SR. A medida que aumenta la frecuencia la salida es cada vez más limitado el SR y puede no responder suficientemente rápido a la elongación de la tensión de salida.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 174

Con el fin de hacer que el AO sea más estable, se fabrica a propósito un capacitor CC, en la segunda etapa dentro del chip (Fig.20). Este tipo de compensación en frecuencia se denomina compensación del polo dominante. La idea es hacer que la ganancia en lazo cerrado del AO sea la unidad antes que la fase de la salida se desplace 180?. Figura 21: Amplificación de tensión y desplazamiento de fase vs frecuencia.(según [39]).

La Fig. 22 muestra una gráfica típica de ganancia vs frecuencia para un AO compensado internamente, como se presenta en la hoja de datos de un fabricante típico.

Como ya se observó, AVD se reduce con la frecuencia. AVD (y también B1 o GBW) es un aspecto del diseño del dispositivo cuando se requiere una ganancia precisa dentro de una banda de frecuencia.

El margen de fase (fm) y el margen de ganancia (Am) son modos diferentes de especificar la estabilidad del circuito. Puesto que el valor de salida de los AOs con salidas rail-to-rail 1 (RR) tiene más alta impedancia de salida, se puede ver un desplazamiento de fase significativo cuando se impulsan cargas capacitivas. Este desplazamiento de fase extra reduce el margen de fase, y por esta razón la mayoría de los AOs CMOS con salida RR tienen habilidad limitada para impulsar cargas capacitivas.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 175 Figura 22: Circuito para la medición del margen de fase.

El margen de fase es de 180? menos el desplazamiento de fase a la frecuencia donde la magnitud de la ganancia de tensión en lazo abierto es igual a la unidad. El margen de fase se mide en grados y debe ser positivo para estabilidad incondicional. La Fig. 22 ilustra un circuito típico usado para medir el margen de fase, cuya respuesta temporal correspondiente se observa en la Fig. 3.24. Si la diferencia de fase entre la forma de onda de la entrada y la salida es de 180?, 180? – 120? = 60? será el margen de fase. El margen de fase puede o no ser dado en la hoja de datos del amplificador. El margen de fase normalmente estará entre 50? y 70? en los AOs disponibles comercialmente. Cuando el margen de fase decrece a 45?, el amplificador tiende a ser inestable y puede oscilar.

Máxima elongación de la tensión de salida

La máxima elongación de la tensión de salida, VOM±, se define como el máximo voltaje pico positivo o negativo que se puede obtener a la salida sin que la forma de onda se recorte, cuando la salida dc es cero. La VOM±, está limitada por la impedancia de salida del amplificador, la tensión de saturación de los transistores de salida y las tensiones de las fuentes de polarización. Esto se muestra pictóricamente en la Fig. 23. Figura 23: Elongación de la tensión de salida.

Esta estructura de seguidor de emisor no puede impulsar la tensión de salida al valor de polarización (riel por la forma). Los SRR usan una etapa de salida en emisor común (bipolares) o en fuente común (CMOS). Con estas estructuras, la elongación de la tensión

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 176

de salida está limitada solamente por la tensión de saturación (bipolares) o la resistencia de encendido (CMOS) de los transistores de salida y por la carga que se desea impulsar. Las resistencias de carga dadas en las hojas de datos usualmente son de 2 k o de 10 k . Con resistencias de carga inferiores a 2 k , la salida se decrementa debido a límites en la corriente. Normalmente, esto no dañará al AO, hasta tanto los límites de corriente especificados en la hoja de datos no sean excedidos. Sin embargo, la ganancia en lazo cerrado se reducirá debido a la carga excesiva.

__________________________________________________ 1 La designación rail-to-rail para indicar que la tensión de elongación permitida es igual a la diferencia de potencial entre las fuentes de polarización, es marca registrada por Motorola Co. Con esto se especifica también un tipo de AO con polarizaciones muy bajas y alta elongación en la entrada y/o en la salida.

2. MODO INVERSOR Figura c. Amplificador en modo inversor

De donde la ganancia del amplificador es:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 177 G indica entonces la ganancia total del circuito y el signo negativo indica una inversión de fase.

3. MODO NO INVERSOR Figura d. Amplificador en modo no inversor

Aplicando al circuito las reglas 1 y 2, Vda = 0, Iamp = 0, se obtienen las siguientes ecuaciones.

Para la malla uno

Para la malla dos

Dado que:

Entonces la corriente I1 está dada por:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 178 Se tiene la ganancia G

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 179 4. SEGUIDOR DE TENSION Figura e. Configuración de un amplificador operacional como seguidor de tensión.

Partiendo de la configuración no inversora del AO de la figura d. La ganancia G del circuito está dada por: Dado que y , obtenemos que la ganancia G = 1 y por lo tanto

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 180

El circuito presenta una impedancia de entrada muy alta y una impedancia de salida muy baja por lo tanto esta configuración es muy útil en la unión de etapas con requerimientos de acople de impedancias.

5. AMPLIFICADOR COMO SUMADOR

Es un amplificador inversor con múltiples resistencias de entrada, la sumatoria de corrientes en el nodo son amplificadas a través del lazo de realimentación. Figura f. Amplificador operacional en modo sumador La ecuación anterior determina que la ganancia del circuito sumador está dada en función de los voltajes de entrada Va , Vb … Vc y por el factor de escala R2/Rn.

Para obtener una mayor estabilización con respecto a la tensión offset en el amplificador sumador, suele colocarse la resistencia Re = R2||Ra||Rb||Rc

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 181 6. AMPLIFICADOR COMO INTEGRADOR Figura g. Amplificador operacional en modo integrador

Con la utilización de un condensador en la rama de realimentación el amplificador trabajará como un integrador de señales. Y como

De donde Vs(t) es igual a:

Para descargar el voltaje inicial en el capacitor (t=0), se dispone un interruptor en paralelo con C para descargarlo antes de utilizar el integrador o simplemente para inicializarlo.

Para estabilizar una señal de entrada el circuito puede tener la siguiente configuración.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 182 Figura h. Configuración de estabilización señal de entrada del Amplificador operacional en modo integrador

7. CIRCUITO DIFERENCIADOR

El circuito tiene como salida la derivada de la señal de entrada. Figura i. Amplificador operacional en modo diferenciador.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 183 Hasta ahora se han supuesto amplificadores ideales. Aunque los actuales amplificadores se aproximan al modelo en términos de ganancia y resistencia de entrada y salida, sus desequilibrios en los circuitos internos pueden provocar respuestas no adecuadas.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 184 8. AMPLIFICADOR DIFERENCIAL Figura j. Amplificador diferencial

Para aplicaciones con sensores que entregan señales pequeñas comparables con señales de ruido (voltajes inducidos no deseados) se recurre a la utilización de amplificadores diferenciales, los cuales presentan idealmente un rechazo al modo común permiten la amplificación de la señal deseada en modo diferencial.

En el circuito dado, se tiene: De Va se tiene que

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 185 Y reemplazando en Vs

Para obtener el voltaje de salida Vs en función de los voltajes V1 y V2 Considerando:

Donde Vd es el voltaje en modo diferencial y Vc el voltaje en modo común.

El voltaje de salida es:

De donde:

Para obtener las ganancias en modo común y en modo diferencial tenemos.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 186 El modelo real del amplificador diferencial es: El rechazo al modo común es entonces:

O en decibelios

9. AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTACIÓN

Un amplificador de instrumentación se caracteriza por tener: • • •

• • Alta impedancia de entrada. Alto rechazo de de señales en modo común CMRR, superior a 100 dB. Ganancia estable y que pueda ser variable con una única resistencia y sin que se contrapongan directamente ganancia y ancho de banda. Tensión y corriente de desequilibrio (offset) bajas y con pocas derivas. Impedancia de salida baja. Existen convencionalmente dos tipos de amplificadores de instrumentación

Amplificador de instrumentación basado en dos amplificadores y Amplificador basado en tres amplificadores (figura 67k).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 187

El amplificador de instrumentación cuenta con tres amplificadores dos seguidores de tensión para mejorar la impedancia de entrada del amplificador y un amplificador diferencial para rechazar las señales en modo común. Figura k. Amplificador de instrumentación basado en tres amplificadores.

Las tensiones de salida de los amplificadores inversores ideales A1 y A2 está dada por las tensiones Va y Vb, de tal forma que:

De donde Va está dada por

Y Vb por

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 188

El voltaje de salida de la etapa del amplificador diferencial es:

Reemplazando tenemos que

La ecuación anterior muestra que la ganancia del amplificador de instrumentación puede ser controlada por Rg. La figura 67l muestra el diagrama esquemático del amplificador de instrumentación INA326 . Figura l. Diagrama del amplificador de instrumentación INA326.

El mercado de amplificadores de instrumentación es muy amplio y existe una gran variedad de ellos con grandes ventajas y un sinnúmero de aplicaciones, el ingeniero de instrumentación deberá siempre conocer el más apropiado para cada aplicación. Algunas referencias económicas son: INA101 AD 524, INA105 AD 624 INA326. AMP01 Analog Devices, AD620 LM 363 National

Otras consideraciones que se deben tener en cuenta para la utilización de amplificadores de instrumentación es su protección contra interferencias externas que afecten su funcionamiento.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 189 10.AMPLIFICADOR DE CARGA Figura m. Diagrama de un amplificador de carga.

Es un circuito cuya impedancia de entrada es un elemento capacitivo. Su función es obtener una tensión de salida proporcional a la carga del capacitor y entregarla a una tensión de salida baja. En general es un convertidor de carga a tensión; su configuración inicial fue propuesta por W.P Kistler y consistió en un amplificador operacional con un condensador como única rama de realimentación.

Sus aplicaciones más importantes se tienen en acondicionamiento de sensores con impedancia de salida muy alta, especialmente en sensores capacitivos y piezoresistivos

Para el amplificador de carga de la figura 67m su principio de funcionamiento es la transferencia de carga del sensor a un condensador conocido Co y medir la tensión en bornes a través del amplificador, el voltaje de salida es: Donde el factor de amplificación G es mucho mayor a 1.

La respuesta del circuito anterior es compleja y debe considerar los siguientes factores: • • • • Capacitancias de los conductores. El condensador Co debe ser de precisión. La resistencia de fuga del sensor y del cable. La corriente de desequilibrio del amplificador.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 190

11.AMPLIFICADOR DE AISLAMIENTO

Son amplificadores en los que existe un aislamiento físico entre la entrada y la salida. La característica esencial de éstos dispositivos es la de tener alta tensión de ruptura (alta resistencia) y bajos niveles de fuga (baja capacidad); son valores usuales 10 W y 10pF.

Su utilización es adecuada cuando existen altos niveles de tensión asociados a los parámetros a medir. Figura n. Amplificador de aislamiento

El terminal de referencia del circuito de entrada es independiente óhmicamente del terminal de referencia del circuito de salida.

En algunas oportunidades y para aplicaciones muy particulares (tratamiento de señales bioeléctricas) la señal de referencia de la alimentación también se encuentra aislada de la señal de salida. Figura o. Representación del amplificador de aislamiento.

El paso de las señales y de la energía de alimentación entre etapas de un amplificador de aislamiento se realiza normalmente mediante transformadores u opto acopladores.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 191 Existen en el mercado de semiconductores gran variedad de estos tipos de amplificadores, haciendo aclaración de que estos no son ni amplificadores de instrumentación, ni diferenciales, ni operacionales, pero pueden existir modelos que pueden albergar estos dispositivos con características muy especiales. Entre éstos dispositivos podemos encontrar el AD202 que es un amplificador de aislamiento. 12.SELECCIÓN DEL AMPLIFICADOR OPERACIONAL ADECUADO Debido a su versatilidad y facilidad de aplicación, el AO es hoy en día el circuito integrado lineal más ampliamente utilizado. Debido a la popularidad del AO, hay disponibilidad de muchos tipos diferentes los cuales ofrecen una gran variedad de características. ¿Cuál dispositivo utilizar para una aplicación específica? es una cuestión que debe ser respondida. Si las características del dispositivo seleccionado no son adecuadas, el comportamiento del sistema global puede ser menor al deseado. Si el dispositivo seleccionado es demasiado complejo para la tarea, el costo del sistema se incrementará innecesariamente. Los siguientes parágrafos proporcionan un resumen de varios tipos de AOs. 13.TALLER 1. Se requiere diseñar un amplificador de tensión, el cual se excita con una fuente de señal de 10mV de amplitud y tiene una resistencia interna de 10k . Se pretende suministrar una salida pico de 3V a una carga de 1k . (a) ¿Cuál es la ganancia de tensión desde la fuente hasta la carga? (b) Si la corriente pico disponible de la fuente es de 0.1µA. ¿Cuál es la resistencia mínima permitida? (c) Para el diseño con este valor de Ri, encontrar la ganancia total de corriente y de potencia. 2. Para el circuito de la Fig.25, (i) Encontrar la ganancia de tensión en dB (Nota: se debe hacer el análisis total) (ii) Si v1 = 3v2, encontrar el valor de la tensión de salida.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 192 Figura .25: Amplificador de instrumentación

3. Determinar la ganancia de tensión en el circuito de la Fig. 26, suponiendo que el AO es ideal. Todas las resistencias, como se ve, son iguales. Figura 26: Amplificador inversor.

4. La tensión de salida de un AO determinado varía entre -10V y +10V , y produce o absorbe una corriente máxima de 20mA. El límite de la velocidad de conmutación es SR = 10V/µs. Este AO se emplea en el circuito de la Fig. 27 Figura 27: Amplificador no inversor.

(a) Hallar el ancho de banda del AO. . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin (b) Para la frecuencia de 1 kHz y RL = 1k distorsión?

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 193

(c) Para una frecuencia de 1 kHz y RL = 100 . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin distorsión?

(d) Para una frecuencia de 1 MHz y RL = 1k . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin distorsión? (e) Si RL = 1k y vs(t) = 4 sen(2p × 106t), dibujar la forma de onda de salida en función del tiempo.

5. Se desea diseñar un amplificador que pueda producir una tensión de salida senoidal de 100kHz con una amplitud de 5V . ¿Cuál es la mínima especificación de tiempo de subida tolerable para el AO?

6. Una forma de medir el SR de un AO es aplicar una onda senoidal (o una onda cuadrada) a la entrada del amplificador, y aumentar la frecuencia hasta que la forma de onda de salida sea triangular. Suponer que la señal de entrada de 1 MHz produce una forma de onda de salida triangular con un valor pico a pico de 4 V . ¿Cuál es la especificación de tiempo de subida para el AO?

7. La tensión de salida de un AO determinado varía entre -10 V y +10 V , y produce o absorbe una corriente máxima de 30 mA. El límite de la velocidad de conmutación es SR = 10 V/µs. Este AO se emplea en el circuito de la Fig. 28. Figura 28: Amplificador inversor.

(a) Hallar el ancho de banda del AO.

(b) Para la frecuencia de 6 kHz y RL = 200 . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin distorsión?

(c) Para una frecuencia de 6 kHz y RL = 10 k . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin distorsión?

(d) Para una frecuencia de 200kHz y RL = 10 k . ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin distorsión? y vs(t) = 5 sen(2p× 106t), dibujar la forma de onda de salida en función del (e) Si RL = 1 k tiempo.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 194

8. La hoja de datos de un cierto AO muestra una ganancia de tensión de continua en lazo abierto de 80 dB, una impedancia de entrada de 100 k , una impedancia de salida de 50 y un ancho de banda de ganancia unidad de 106 Hz. Dibuje un modelo lineal del AO, incluyendo los valores numéricos de todos los componentes.

9. Considere el amplificador que se muestra en la Fig. 28. Con una tensión de entrada en continua nula para la fuente de excitación, se desea que la tensión de salida en continua no supere los 10 mV en magnitud.

(a) Ignorando los demás errores en continua, ¿cuál es la tensión máxima de desplazamiento permitida para el AO?

(b) Ignorando los demás errores en continua, ¿cuál es la corriente máxima de polarización permitida para el AO?

(c) Mostrar la manera de añadir una resistencia al circuito, incluyendo su valor, de modo que se anulen las corrientes de polarización.

(d) Suponiendo que se utiliza la resistencia del punto (c) e ignorando la tensión de desplazamiento, ¿cuál es la corriente máxima de desviación permitida para el AO?

10. El amplificador diferencial para instrumentación de la Fig. 29 debe tener una ganancia de 103 con una precisión del 0.1%. ¿Un LM741 reunirá los requisitos para esta aplicación? ¿Cuál será la ganancia que debe tener el AO? Suponer que la ganancia en lazo abierto del AO tiene una tolerancia de +100%, -50%. Despreciar los efectos de Ri y de Ro en el AO. Figura 29: Amplificador diferencial.

11. El AO de la Fig. 3.30, una vez que su tensión de offset se ajusta a cero, debe tener una tensión de offset referida a la entrada inferior a 1 mV en magnitud para tensiones de entrada en modo común entre +10 V y -10 V . ¿Cuál es el máximo CMRR permisible para que el amplificador pueda realizar esta tarea? ¿Puede un LM741 reunir los requisitos exigidos? (El CMRR para el LM741 es de 80 dB mínimo).

12. Calcular las corrientes de polarización y la ganancia de tensión de pequeña señal a baja frecuencia de un AO LF355, utilizando tensiones de polarización de ±15 V.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 195

13. El circuito mostrado en la Fig. 30 es el modelo de una red con AO en el cual se muestra la tensión de offset y las corrientes de polarización. Figura 30: Red donde se indican las corrientes de polarización y tensión de offset.

(a) Determinar la componente de la señal de vo en términos de la diferencia de las señales v2 – v1.

(b) Determinar la componente de vo producida por Iio/2.

(c) Para v1 = v2, determinar la tensión total offset en la salida.

(d) Evaluar la tensión offset de salida para Vio = 6 mV , Iio = 0.2 µV , Ib = 0.5 µA, R1=R3 = 50 k , R2 = R4 = 500 k .

14. Considerar circuito de la Fig. 3.32, donde V1 y V2 representan tensiones indeseables. (a) Demostrar que si

(b) Demostrar también que, si , entonces

, entonces

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 196 Figura 31: Amplificador con tensiones indeseables.

15. Para el amplificador de instrumentación mostrado en la Fig. 3.33. Figura 31: Amplificador de instrumentación. (a) Verificar que Notar que se puede ajustar la ganancia variando R.

(b) Deteminar las impedancias que ven las fuentes V1 y V2.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 197

14. FILTROS ACTIVOS

Un filtro es un dispositivo, que tiene como función atenuar determinadas frecuencias del espectro de la señal de entrada y permitir el paso de las demás. Dentro de las ventajas de los filtros activos tenemos: • • • • • Facilitan el diseño de filtros complejos mediante la asociación de etapas simples. Permiten eliminar las inductancias voluminosas, presentes en bajas frecuencias. Permiten agilizar y flexibilizar proyectos. Proporcionan una ganancia. Además pueden tener algunos inconvenientes como el requerir alimentación para la polarización de los amplificadores, su respuesta en frecuencia puede estar limitada al tipo de amplificador utilizado, además su utilización está limitada a circuitos de baja potencia.

Los filtros son sistemas diseñados para obtener una determinada función de transferencia. Los filtros lineales pasivos están compuestos por una combinación de resistores, capacitores e inductores. Este tipo de filtros nos permiten obtener una gran variedad de funciones de transferencia pero, por lo general, requieren de una gran cantidad de componentes. Por este motivo se hace necesario buscar algún tipo de alternativa.

Los filtros activos son sistemas que contienen amplificadores y que nos permiten diseñar una gran cantidad de funciones de transferencia diferentes. Estos sistemas producen ganancia y, además, suelen consistir sólo en resistores y capacitores junto con algún tipo de circuito integrado. Los amplificadores operacionales cuando se combinan con resistores y capacitores pueden simular el comportamiento de los filtros pasivos constituidos por inductancias y capacitancias.

En función del tipo de respuesta se puede distinguir entre diferentes tipos de filtros. Los más conocidos son los filtros de Butterworth y los filtros de Chebyshev. Los primeros se caracterizan en tener una respuesta plana en la banda de paso (no tienen rizado) y la caída fuera de la banda de paso no es demasiado abrupta. Los filtros de Chebyshev tienen rizado en la banda de paso, pero presentan una caída bastante más abrupta.

Clasificación de los filtros: Se pueden clasificar de acuerdo a la función o trabajo a realizar, a la tecnología implementada y a la función matemática utilizada para obtener una curva específica.

a) De acuerdo a la función o trabajo a realizar pueden ser:

Filtro pasa bajo (PB): Sólo permiten el paso a frecuencias inferiores a la de corte fc, las demás son atenuadas. En la figura 68, se muestra la respuesta de un filtro PB.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 198 Figura 14. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa bajo

Filtro pasa alto (PA): El filtro pasa alto se caracteriza por atenuar las frecuencias bajas y solo permitir el paso a aquellas superiores a la fc. En la figura 68a se encuentra la respuesta del filtro. Figura 14a. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa alto.

Filtro pasa banda (PF): Permite el paso de frecuencias que se encuentran en una banda delimitada por una frecuencia de corte inferior fc1 y otra superior fc2, como es lógico las frecuencias situadas por fuera de ésta banda quedan atenuadas. En la figura 68b se encuentra la respuesta del filtro.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 199 Figura 14b. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa banda

Filtro rechazo de banda (RF): Permite el paso de las frecuencias no situadas en la banda, delimitada por la frecuencia de corte inferior fc1 y la frecuencia de corte superior fc2, es decir la frecuencias contenidas en la banda son atenuadas. En la figura 14c se encuentra la respuesta del filtro.

Dentro de la respuesta de los filtros reales se definen bandas de frecuencias para su estudio e interpretación.

Por ejemplo para un filtro pasa bajo PB, se definen Banda de paso 0 … fc, Banda de transición (fc … fs), Banda de corte por encima de fs Figura 14c. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro eliminador de banda.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 200 Figura 14d. Bandas para un filtro pasa bajo y un filtro pasa banda. Donde fs. es el punto en el cual la amplitud se reduce al 10% del valor máximo.

b) Atendiendo a su tecnología pueden ser:

Filtros pasivos: Están construidos por elementos pasivos como resistencias, inductancias y capacitancias, cuentan con muchas ventajas para el filtrado de señales de potencia, pero pueden ser demasiado voluminosas en el manejo de bajas frecuencias.

Filtros activos: Cuentan con elementos activos como los amplificadores operacionales y sus ventajas de operación permiten la construcción de filtros con muy buenas calidades.

Filtros digitales: Convierten las señales a filtrar a señales digitales a través de conversores A/D, la señal es entonces pasada por el filtro correspondiente y finalmente se reconvierte a una señal análoga a través de un convertidor D/A.

c) De acuerdo a la función matemática utilizada para obtener la respuesta del filtro pueden ser:

Los tipos más comunes de aproximaciones son las siguientes: Butterworth y Chevyshev. Cada uno de ellos cuenta con una función matemática que permite aproximar la curva de respuesta a la ideal de cada tipo de filtro.

Filtro Butterworth: La función de transferencia del filtro en función de la ganancia Kpb a w=0, la frecuencia de corte y el orden del filtro n es:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 201 El orden del filtro tiene que ver con el número de polos de la función de transferencia o con el número de redes presentes en la estructura. Mientras mayor sea el orden del filtro más aproximada será su respuesta a la respuesta ideal del filtro (figura 68e).

Si la frecuencia w es mucho mayor que la frecuencia de corte, puede demostrarse que la atenuación del filtro viene dada por: Figura 14e. Respuesta del filtro Butterworth según su orden

Es decir, un filtro Butterworth de primer orden tiene una atenuación de 20 dB/década, el de segundo orden 40 dB/década y el tercer orden 60 dB/década. Valores con respecto a la ganancia máxima 20 log Kpb.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 202

Filtro Chebyshev: Como pudo observarse para frecuencias de cercanas a las de corte la respuesta del filtro Butterworth no es aceptable, especialmente si el filtro es de orden bajo. Los filtros Chebyshev poseen mejor respuesta para este tipo de frecuencias pero presentan un rizado (RIPPLES) en la banda pasante. La función de transferencia dada por Chebyshev es: Donde

Kpb: es la ganancia del filtro cuando la frecuencia es cero. wc: es la frecuencia de corte E: Constante que determina la amplitud del rizado Cn: Polinomio de Chebyshev

El Polinomio de Chebyshev está dado por:

Cuya formula recurrente puede ser demostrada como:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 203 El número de rizados presentes en la banda de paso es igual al orden del filtro y su amplitud depende del parámetro E. El porcentaje de atenuación del filtro Chebyshev puede encontrarse a partir de la siguiente expresión. Donde: n: Orden del filtro. E: Constante que determina la amplitud del rizado. wc: Frecuencia de corte. Y donde la amplitud de los rizos está dada por: Existen diferentes configuraciones de filtros Chebyshev y Butterworth a partir de amplificadores. DISEÑO DE FILTROS En este apartado se describe un método de diseño de filtros del tipo Butterworth y Chebyshev. En principio se suponen resistencias de 1 ohmio para los filtros paso-bajo y condensadores de 1 faradio para los filtros paso-alto. Posteriormente, se realizar las transformaciones adecuadas para obtener los valores finales de los componentes. Todos los filtros se obtienen combinando configuraciones de segundo y tercer orden. El procedimiento de diseño de filtros se divide en las siguientes etapas: 1. Especificar los parámetros característicos del filtro. 2. Encontrar el orden del filtro en función de sus especificaciones. 3. Obtener el factor de escala para los valores de los componentes según las tablas de los filtros. 4. Realizar el circuito según los esquemas normalizados de la figura. Los parámetros característicos de un filtro son los siguientes: Ap: atenuación en dBs en la banda de paso As: atenuación en dBs en la banda de rechazo

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 204

fp: frecuencia a la que se presenta Ap

fs: frecuencia a la que se presenta As

El orden que debe tener un filtro para cumplir unas determinadas especificaciones puede determinarse a partir de las siguientes expresiones: Se tomará como orden del filtro, el primer entero mayor o igual que nB para filtros de Butterworth y nC para filtros de Chebyshev.

Una vez determinado el orden del filtro, se debe hacer uso de las tablas para filtros activos para configurarlo. Para desarrollar etapas de orden superior a tres deben combinarse etapas de segundo y tercer orden. Los valores mostrados en las tablas están calculados para un frecuencia de corte de 1 rad/s. Para los filtros paso-bajo, los valores de los condensadores se obtienen de la tabla y se sustituyen como Ci en la siguiente fórmula que nos permite determinar los valores adecuados de los condensadores Cn en el circuito para un valor de R fijado y una frecuencia de corte fp: Para los filtros paso alto, se hace de forma similar pero ahora son los valores de los condensadores los que se fijan y son los valores de las resistencias Ri los que se toman de la tabla. Para la resistencia Rn a utilizar en el filtro paso alto final, se tiene que ésta viene dada por:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 205

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 206

15.CONVERTIDORES DE FRECUENCIA A VOLTAJE

Los convertidores de frecuencia a voltaje son circuitos integrados que convierten un voltaje de entrada análogo en un tren de pulsos cuya frecuencia de salida es proporcional al nivel de entrada (figura 69). Se utilizan en aplicaciones de conversión análoga a digital donde la velocidad no es un factor crítico, también opera como convertidores de frecuencia a voltaje y pueden ser utilizados como convertidores de señales digitales a análogas de baja frecuencia.

Dentro de los convertidores de señales de voltaje a frecuencia o de frecuencia a voltaje se encuentran: LM331 de National semiconductor, AD650 de Analog Devices, VFC32 de Burr Brown, XR2206 y XR4151 de Exar (Ver hojas de datos).

Algunas aplicaciones de los convertidores de Frecuencia a Voltaje son: • • • • • • • • • • Control de velocidad de motores. Medición de flujo Demodulación de FM Transmisión de datos. Aislamiento de sistemas Enlaces ópticos Interface de transductores con sistemas digitales. Telemetría de FM de bajo costo. Aislamiento de señales análogas Multiplexación análoga. Figura 15. Aplicación típica de un convertidor de V-F

16.CLASES DE FUENTES

Fuentes de señal referenciada: Una señal es referenciada, cuando de alguna forma ésta se conecta a un sistema de puesta a tierra, tales como generadores, fuentes de poder y transformadores.

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Para el caso de las señales referenciadas cada señal a medir es captada directamente, o por medio de un transductor adecuado, mediante un solo hilo conductor y tiene como REFERENCIA el conductor a tierra del sistema que genera la señal.

Como otros ejemplos de señales referenciadas se tienen las señales no aisladas generadas por transductores y sensores, las generadas por fuentes de señal conectadas a la red de potencia y aquellas que se utilizan para acondicionamiento de la señal de dispositivos conectados a la red. Figura 16. Fuente de señal referenciada

Fuentes de señales flotantes: Una señal es flotante cuando en su origen no está conectada en forma alguna a tierra, es decir, la señal es captada directamente, o por medio de un transductor adecuado, mediante un par de conductores de los cuales uno sirve como conductor que transporta la señal y el otro sirve como conductor de regreso. Ninguno de los conductores están conectados a tierra, así las variaciones de la señal parecen flotar de un conductor con respecto al otro conductor.

Como ejemplos de señales flotantes se tienen las señales aisladas generadas por transductores y sensores como las termocuplas, las señales fisiológicas, las generadas por fuentes de señal aisladas no conectadas a la red, como el caso de los instrumentos portátiles y aquellas que se utilizan para acondicionamiento de señal, dispositivos como transformadores de aislamiento, aisladores ópticos y amplificadores de aislamiento.

La entrada de estas señales al sistema de conversión AD se hace por medio de uno o varios circuitos multiplexores e incluye un amplificador de instrumentación de ganancia programable, alta relación de rechazo en modo común y una muy alta impedancia de entrada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 208 Figura 16a. Fuentes de señales flotantes

17.CONEXIÓN DE SEÑALES Y FUENTES DE SEÑAL PARA INTERFACES Y ADQUISICIÓN DE DATOS

Los fabricantes de interfaces para sistemas de adquisición de datos y control ofrecen tres alternativas de conexión de las señales a medir o detectar a saber: •

•

• MODO REFERENCIADO CON CONEXION SIMPLE – RSE (Referenced Single Ended) MODO NO REFERENCIADO CON CONEXIÓN SIMPLE – NRSE (Non Referenced Single Ended) MODO DIFERENCIAL – DIFF (Differential) A continuación se describen y comparan estos tres modos de conexión:

Los modos de conexión simple

Los modos referenciados RSE y no referenciado NRSE con conexión simple son aquellos en los cuales todas las señales análogas de entrada son referenciadas en la interface a una tierra común. Las señales de entrada se conectan mediante un circuito multiplexor MUX al terminal positivo del amplificador de instrumentación y el punto de tierra común se conecta al terminal negativo del amplificador de instrumentación.

Los modos con conexión simple se deben utilizar cuando todas las señales de entrada reúnen las siguientes características: • •

• Son de nivel alto, mayores a 1V. Los cables que se utilizan para conectar la señal análoga miden menos de 3 metros. Todas las señales análogas comparten una misma señal de referencia.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 209 Figura 17. Conexión de señales flotantes en modo referenciado con conexión sencilla Figura 17. Conexión de señales referenciadas a tierra en modo no referenciado (NRSE)

El modo RSE se debe emplear para la conexión de señales flotantes, en cuyo caso las interfaces proveen el punto de tierra común para las señales externas.

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El modo NRSE se debe emplear para señales referenciadas a tierra, en cuyo caso la señal externa suministra su propio punto de referencia a tierra y la tarjeta provee un punto de conexión aislado.

Conexión simple RSE para señales flotantes

La figura 17b ilustra una conexión típica de señales flotantes a un sistema de adquisición de datos configurada en el modo referenciado con conexión sencilla RSE.

Conexión simple para señales referenciadas a tierra

La figura 17c ilustra la conexión de una señal referenciada a tierra por medio de un sistema de adquisición de datos configurada en el modo no referenciado con conexión sencilla NRSE.

La configuración en el modo NRSE se realiza por hardware, software o una combinación de ambos. La señal se conecta a la entrada positiva del amplificador de instrumentación y la referencia local a tierra de la señal se conecta a la entrada negativa del amplificador de instrumentación.

En algunos modelos de tarjetas esto se hace por medio del terminal marcado AISENSE/AIGND (analog input sense / analog input ground signal), el cual para esta configuración no está conectado a tierra. La diferencia de potencial entre la tierra de la tarjeta y la tierra de la señal aparece como señal de modo común en ambas entradas, – positiva y negativa – del amplificador de instrumentación y es, por lo tanto, rechazada por el amplificador.

Por el contrario, si la circuitería de entrada esta referenciada a tierra, como en el caso RSE, la diferencia entre estos potenciales de tierra aparecerá como un error en el voltaje medido.

Modo de conexión diferencial: El modo de conexión diferencial es aquel en el cual cada señal análoga de entrada tiene su propia señal de referencia o conductor de regreso. Este modo de conexión se logra configurando la interface por hardware, software o una combinación de ambos en el modo diferencial DIFF.

La señal de entrada se conecta a la entrada positiva del amplificador de instrumentación y la señal de referencia o regreso se conecta a la entrada negativa del amplificador de instrumentación.

Al configurar la interface de adquisición para el modo diferencial cada señal a medir requiere dos canales de entrada con sus respectivos multiplexores, uno para la señal de entrada y otro para la señal de referencia respectiva.

El modo de conexión diferencial se debe utilizar cuando el sistema de adquisición de datos DAQ posee una de las siguientes características: • • Las señales de entrada son de muy bajo nivel (menores a 1V). Los conductores de conexión de la señal miden más de 3 metros.

•

• DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 211

Los conductores de conexión de la señal se encuentran instalados en ambientes ruidosos. Cualquiera de las señales de entrada requiere una señal de referencia o retorno separada.

El modo diferencial reduce el ruido captado e incrementa la relación de rechazo en modo común. Cada señal de entrada puede flotar dentro de los límites de modo común del amplificador.

Conexión diferencial DIFF para señales referenciadas a tierra

La figura 17d ilustra la conexión de señales referenciadas a tierra a un sistema de adquisición de datos configurado en modo diferencial DIFF.

Esta forma de conexión permite que el amplificador de instrumentación rechace tanto el ruido de modo común que puede acompañar la señal y la diferencia de potencial de tierra entre la señal a medir y la tierra de la tarjeta.

Conexión diferencial para señales flotantes

La figura 17e ilustra la conexión de una señal flotante a un sistema de adquisición de datos, configurado en el modo diferencial DIFF.

El empleo de las resistencias con valores entre 10kW y 100kW permite drenar a tierra las corrientes de polarización del amplificador de instrumentación. La carencia de dichas resistencias puede producir efectos incontrolables y una posible saturación del amplificador de instrumentación.

Conclusiones

Para conectar adecuadamente las señales análogas a una interface de adquisición de datos es necesario: • • Identificar ampliamente las características de la señal a medir Identificar las posibilidades de configuración de la interface de adquisición de datos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 212 Figura 17d. Conexión de señales referenciadas a tierra en modo diferencial Figura 17e. Conexión de una señal flotante a un sistema de adquisición de datos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 213 18.CONCLUSIONES Por lo general una norma no es un mandato, son procedimientos de libre aplicación, pero en algunos casos son de obligatorio cumplimiento tales como en instalaciones eléctricas, equipo médico, construcciones, etc. En general donde la vida humana pueda correr graves riesgos. El sistema internacional de medidas se usa a nivel mundial y es la base de todas las medidas modernas, consiste en 28 unidades (7 básicas, 2 suplementarias y 19 unidades derivadas). Todo sensor eléctrico, mecánico, químico, cuenta con características intrínsecas propias de los materiales con que fueron construidos. Estas características dependen de la respuesta del sensor a un estimulo externo. Y pueden ser: características estáticas y dinámicas. Dependiendo del tipo de dispositivo a medir existirá una pérdida de potencia en el sistema donde se mide. Hoy día los centros de investigación tratan de desarrollar sistemas de medida que no alteren el medio, es así como podemos ya obtener mediciones de temperatura a través de infrarrojos, mediciones de caudal a través de ultrasonido, utilizando rayos gamma para la detección de niveles y caudales, etc. Cuando debido a este tipo de circunstancias se altera la variable medida, se dice que hay un error por carga, que se refleja en su impedancia de entrada. Para obtener un error por carga mínimo es necesario que la impedancia de entrada del sensor sea alta. Las siguientes dos deducciones son muy importantes y siempre se deberán tomar en cuenta en el diseño y montaje de un sistema de instrumentación: 1. El error relativo de interferencia disminuye al bajar la impedancia de salida del transductor, siendo nulo cuando lo es dicha impedancia, lo que generalmente se recomienda y se utiliza en el diseño de sensores. 2. El error relativo de interferencia disminuye en la misma proporción en que aumenta la señal de salida del transductor, por lo anterior se recomienda una etapa amplificadora lo más cerca posible al sensor. Un dispositivo de medida analógico es aquel cuya salida varía de forma continua y mantiene una relación fija con la entrada. La utilización de instrumentos análogos en la actualidad está muy extendido, a pesar que los instrumentos digitales crecen de manera exponencial en número, versatilidad y en aplicaciones. Es lógico todavía pensar en que los instrumentos analógicos se sigan utilizando durante los próximos años y que para algunas aplicaciones no puedan ser sustituidos.

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La sensibilidad de un instrumento de bobina móvil aumenta cuando: Se aumenta la densidad de flujo magnético, Se aumenta el número de espiras, Se aumenta el área de las espiras, Se disminuye la constante de par Km.

Para utilizar de forma correcta un osciloscopio analógico necesitamos realizar tres ajustes básicos: •

•

• La atenuación ó amplificación que necesita la señal. Utilizar el mando AMPL. para ajustar la amplitud de la señal antes de que sea aplicada a las placas de deflexión vertical. Conviene que la señal ocupe una parte importante de la pantalla sin llegar a sobrepasar los límites. La base de tiempos. Utilizar el mando TIMEBASE para ajustar lo que representa en tiempo una división en horizontal de la pantalla. Para señales repetitivas es conveniente que en la pantalla se puedan observar aproximadamente un par de ciclos. Disparo de la señal. Utilizar los mandos TRIGGER LEVEL (nivel de disparo) y TRIGGER SELECTOR (tipo de disparo) para estabilizar lo mejor posible señales repetitivas.

Las resistencias PTC son utilizadas en la detección de umbrales de temperatura (protecciones térmicas, detectores de incendios). Ya que Rmax es mucho mayor que R min las resistencias PTC se comportan como un interruptor que se abre y se cierra en las proximidades de Tc.

Para conectar adecuadamente las señales análogas a una interface de adquisición de datos es necesario: • • Identificar ampliamente las características de la señal a medir Identificar las posibilidades de configuración de la interface de adquisición de datos

Una forma de onda es la representación gráfica o ecuación de una señal (de una onda).

Un sistema general de instrumentación consta de 6 niveles a saber: • • • • • • Sensores Acondicionamientos de señales Digitalización y multiplexación Procesamiento, análisis y control Redes de comunicación Actuadores El sensor tiene como función básica adquirir señales provenientes de sistemas físicos para ser analizadas, por lo tanto se podrá encontrar en el medio tantos sensores como señales físicas requieran ser procesadas. Basados en el principio de conversión de energía el sensor tomará una señal física (fuerza, presión, sonido, temperatura, etc.) y la convertirá en otra señal (eléctrica, mecánica óptica, química, etc.) de acuerdo con el tipo de sistema de instrumentación o control implementado.

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La sensibilidad de los sensores piezoeléctricos aumenta cuando el sensor entra en resonancia, el margen de utilización del sensor se encuentra en su zona plana y en ningún caso cuentan con respuesta en corriente continua.

Los sensores piroeléctricos cuentan con una respuesta más rápida que los termopares, empleándose incluso para la detección de pulsos de radiación de picosegundos y con energías desde los nanojulios hasta julios.

Los sensores termoeléctricos son dispositivos que present