Diseño electrónico análogo (página 3)

Por tanto, por cada electrón recombinado hay que introducir un hueco nuevo que neutralice la carga negativa. Si la reposición de huecos es lenta (corriente IB pequeña), la

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capacidad de inyectar electrones será baja, debido a la repulsión eléctrica. Este fenómeno tiene la propiedad de ser aproximadamente lineal, con lo que se puede establecer que:

en donde es un coeficiente adimensional denominado ganancia directa de corriente, o bien ganancia estática de corriente.

Resumiendo….

El transistor bipolar operando en la RAN se comporta como un amplificador de corriente. La corriente débil se reproduce amplificada en un factor en . Los modelos y condición de existencia se presentan en la Figura 9.12. De nuevo hay que reseñar que se trata de un modelo muy simplificado, que sólo da cuenta de los fenómenos básicos señalados anteriormente. Figura 9.12: Modelo del BJT en RAN para señales de continua.

La condición de corriente de base mayor que cero se refiere a corriente entrante en el dispositivo, es decir, la corriente debe entrar por la base para que el esté en RAN. Para los valores habituales de IB, la tensión VBE se sitúa en torno a los 0,7 V. Por ello, en muchas ocasiones se toma este valor para realizar un análisis aproximado de los circuitos.

EJEMPLO 2: En el circuito de la Figura 7 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes IB, IC e IE cuando EB = 5 V y cuando EB = 7 V. La ganancia de corriente del transistor es F = 100.

SOLUCIÓN: Al aplicar una diferencia de potencial positiva (> 0,7) a la base se polariza la unión BE en directa. Además, si EB, es inferior a la de la fuente conectada al colector, la tensión de colector será superior a la de la base, con lo que la unión BC estará polarizada en inversa. Se dan, por lo tanto, las condiciones necesarias para la operación en RAN, con lo que se verifica aproximadamente que:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 70

;

Estas dos ecuaciones pueden introducirse en el circuito empleando el modelo equivalente: Figura 9.13: Análisis del transistor en RAN

El análisis del circuito permite añadir dos ecuaciones nuevas para el cálculo de IB, IC y VCE: De la primera expresión se obtiene : : Teniendo en cuenta que

Finalmente:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 71

En la tabla siguiente se adjuntan los resultados numéricos de los dos casos requeridos en el enunciado: Los resultados obtenidos en el ejemplo 2 sugieren los siguientes comentarios: •

•

• La tensión VBC obtenida en ambos casos es negativa, lo que significa que la polarización de la unión BC es inversa. Como además la corriente de la base es positiva queda comprobado que el transistor está operando en RAN. La corriente IE tiene un valor muy cercano al de IC. En la práctica, sería difícil de detectar la diferencia entre ambas mediante aparatos de medida convencionales. Por ello, en ocasiones se realiza la aproximación IC = IE. Una variación de corriente en la base de tan sólo 20 A provoca una variación en la tensión VCE de 2 V. Este es el principio de la amplificación analógica de señales.

Centremos ahora la atención en la evolución de VCE. Cuando el transistor está en corte VCE = 0 V. En la RAN, a medida que aumenta EB disminuye VCE. Este resultado es lógico, puesto que IC es directamente proporcional a EB. Como VCE = EC – RCIC, al aumentar el término negativo disminuye el valor de la resta. Gráficamente puede representarse este hecho como sigue (Figura 9.14): Figura 9.14: Evolución de las tensiones y corrientes en el ejemplo 2

Si RC fuera una bombilla, en el caso A estaría apagada, mientras que en los casos B y C proporcionaría luz. Evidentemente, en el caso C la intensidad de la luz será mayor que en el B, puesto que la tensión aplicada es mayor. Aquí se pone de manifiesto claramente el funcionamiento del transistor como resistencia variable, ya que el comportamiento entre C y E es similar al de un potenciómetro: modificando la señal de control convenientemente podemos variar la tensión de alimentación de la bombilla entre 0 y 10 V.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 72

9.3.3 REGION DE SATURACION

Supongamos que tenemos un transistor polarizado en la RAN según el circuito de la Figura 9.8). En la tabla de resultados del ejemplo 2 queda claro que según aumenta la tensión EB (o bien la corriente IB) el valor absoluto de la tensión VBC disminuye. Llegará un momento en el que, si IB crece lo suficiente VBC cambiará de signo y pasará a ser positiva. En ese instante, la unión BC dejará de estar polarizada en inversa, y entrará en polarización directa. La consecuencia es que el colector pierde su capacidad de recolectar electrones, y la corriente IC resulta ser inferior al valor IB. Figura 9.15: Transistor BJT polarizado en la región de saturación

Por otra parte, según se muestra en la Figura 9.15, al estar las dos uniones polarizadas en directa, la tensión entre el colector y el emisor en saturación será:

VCE SAT = VBE ON – VBC ON

Si los diodos BE y BC fueran idénticos, la tensión de conducción de ambos sería prácticamente igual, y entonces la tensión VCE SAT sería nula. Sin embargo, tal y como se ha comentado anteriormente, el colector y el emisor se fabrican con distintas características. Normalmente la tensión VBE ON es aproximadamente igual a 0,7 V, mientras que VBC ON se sitúa en torno a los 0,5 V. Ello conlleva una tensión cercana a 0,2 V. Dado que la tensión de codo de los diodos permanece prácticamente constante para las corrientes de operación habituales, la tensión VCE SAT es también independiente de las corrientes IB ó IC. Con ello el transistor pierde su capacidad de gobierno sobre la corriente de colector, que será controlada únicamente por el circuito externo.

Análogamente al resto de regiones de funcionamiento, también puede hallarse un modelo simplificado para realizar cálculos con un transistor polarizado en la región de saturación:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 73 Figura 9.16. Modelo simplificado del BJT en saturación.

Como puede observarse, en este modelo se toma la tensión VCE SAT nula, pero podría considerarse cualquier valor sin más que incluir una fuente de tensión independiente del valor deseado entre el colector y el emisor.

EJEMPLO 3: En el circuito de la Figura 9.8 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes IB, IC e IE cuando EB = 15 y 20 V. La ganancia de corriente del transistor es F = 100.

SOLUCIÓN: En este caso la tensión aplicada a la base con respecto al emisor es claramente superior a la aplicada al colector. Por lo tanto el transistor está operando en la región de saturación. Sustituyendo el modelo correspondiente en el circuito original se tiene que:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 74

En la tabla siguiente se presentan los resultados numéricos para los casos indicados en el enunciado del problema: La corriente IC se mantiene constante en 10 mA, pese a las variaciones de IB, puesto que la tensión VCE es ahora constante. Nótese además que en ambos casos se cumple que IC es menor que el producto FIB.

Retomando de nuevo el caso en el que RC sea una bombilla, los resultados obtenidos muestran que ahora la intensidad luminosa será ahora constante, luego se ha perdido la capacidad de regular, y el dispositivo se comporta ahora como un interruptor cerrado.

A modo de recapitulación, la siguiente figura muestra la evolución global de IC con respecto a EB, donde se puede apreciar el paso del transistor por las tres regiones de operación. Figura 9.17: Gráfica frente a . 9.4 CURVAS CARACTERISTICAS. PUNTO DE OPERACION

Al ser el transistor bipolar un dispositivo triterminal son necesarios seis parámetros para determinar el estado eléctrico del mismo: tres tensiones y tres corrientes. Aplicando las leyes básicas de resolución de circuitos pueden presentarse dos ecuaciones: Por ello, los parámetros independientes se reducen a cuatro. En un circuito determinado y bajo la acción de unas excitaciones concretas, existirán unos valores de estos cuatro parámetros que caracterizan por completo el estado del transistor. Dicho cuarteto se denomina punto de operación (Q).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 75

Las curvas características más empleadas en la práctica son las que relacionan VBE con IB y VCE con IC e IB. Con frecuencia, estas curvas son facilitadas por los fabricantes.

9.4.1 CARACTERISTICA VBE-IB

La función que liga VBE con IB es la característica de un diodo, y puede aplicarse todo lo dicho cuando se estudió aquél. Figura 9.18: Característica IB-VBE.

La curva representada en la Figura 9.18 sigue la expresión:

9.4.2 CARACTERISTICA VCE-IC

Según lo explicado hasta ahora, la característica VCE- IC debería ser la siguiente: Figura 9.19: Característica VCE-IC ideal.

Idealmente, en la RAN la corriente de colector depende exclusivamente de la de base, a través de la relación . Por lo tanto, en el plano – , la representación estará formada por rectas horizontales (independientes de VCE) para los diversos valores

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO

de IB (en este caso se ha representado el ejemplo para 76

Evidentemente, no se dibujan más que unos valores de IB para no emborronar el gráfico. Para , la corriente de colector también debe ser nula. La región de corte está representada por el eje de abscisas. Por contra, para el transistor entra en saturación, luego esta región queda representada por el eje de ordenadas.

Hasta aquí se presenta la característica ideal, pero como era de esperar, la realidad es un poco más compleja (Figura 9.20): – real. Figura 9.20: Característica

Las diferencias son claras: • En la RAN la corriente de colector no es totalmente independiente de la tensión colector-emisor. Para valores altos de la corriente cobra importancia la resistencia interna del transistor. • La región de saturación no aparece bruscamente para , sino que hay una transición gradual. Típicamente se suele considerar una tensión de saturación comprendida entre 0,1 V y 0,3 V.

9.4.3 PRINCIPALES PARAMETROS COMERCIALES

Entre los numerosos datos que suministran los fabricantes de componentes electrónicos, con respecto a los transistores cabe destacar los siguientes: • Tensión máxima en entre colector y emisor, colector-base y emisor-base (VCEO, VCBO y VEBO): son las tensiones máximas a las que se puede someter a los terminales del transistor. Tensiones mayores pueden provocar una ruptura en inversa y la destrucción del transistor. • Corriente continua máxima de colector, : es la corriente máxima que puede • circular por el colector sin que el transistor sufra ningún daño. Ganancia de corriente en DC (DC Current Gain): se suele especificar la ganancia para varios puntos de operación, incluso pueden ser suministradas las gráficas de

• DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 77

la ganancia en función de la corriente de colector. La fluctuación de su valor es debida a los efectos de segundo orden. Tensiones de saturación VCE(sat), VBE(sat): son las tensiones que aparecen entre los terminales en la región de saturación. • Potencia máxima disipable (Total Device Dissipation): es la potencia máxima que puede disipar el transistor sin sufrir ningún daño.

Además es habitual facilitar la influencia de la temperatura en el funcionamiento del transistor.

9.5 MODELOS DELTRANSISTOR BIPOLAR

Existen dos tipos principales de señales aplicadas al transistor BJT: • • Señales de continua Señales de alterna de pequeña amplitud que oscilan respecto a un punto de operación en RAN

En este apartado se presentan modelos del transistor BJT válidos para el análisis de ambas situaciones. En primer lugar se presenta el modelo de Ebers-Moll, con el que puede realizarse el cálculo de las corrientes y tensiones de polarización de un transistor sea cual fuere su región de operación. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de alterna de pequeña amplitud, a través del modelo de parámetros híbridos.

9.5.1 MODELO DE EBERS-MOLL

Hasta ahora se han presentado los modelos parciales para cada una de las regiones de funcionamiento (corte, saturación, RAN) del transistor bipolar. Sin embargo, existe un modelo estático general válido para las tres regiones: el modelo de Ebers-Moll.

El modelo está basado en el hecho de que un transistor BJT se compone de dos uniones PN, la unión base-emisor y la unión base-colector. Por lo tanto se puede expresar las corrientes del transistor como la superposición de las corrientes en las dos uniones PN. En la Figura 9.21 se muestra la notación empleada durante este apartado. Figura 9.21: Notaciones empleadas en este apartado

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 78 Considerando el modelo ideal para los diodos BE y BC se tiene que: Donde ICS, IES son las corrientes de saturación de ambos diodos.

Sin embargo, el comportamiento del transistor es más complejo que el de dos diodos conectados en serie. Se debe tener el cuenta el efecto transistor descrito en el capítulo 2: debido a que las uniones se encuentran muy próximas entre sí se produce una interacción electrónica entre ellas.

En la Figura 9.22 se muestra el modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN. Este se compone de dos diodos de unión PN y dos fuentes de intensidad dependientes. Figura 9.22: Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar NPN.

El efecto transistor viene caracterizado por las fuentes de corriente dependientes. Como se ha explicado, parte de la corriente IDBE, que circula por la unión base-emisor es atrapada por la unión base-colector. Este hecho se modela mediante la fuente de corriente aFIDBE. aF es un parámetro característico de cada transistor que toma valores próximos a la unidad.

De igual manera, parte de la corriente IDBC atraviesa la región de base para alcanzar el emisor. Esto se modela con la fuente de corriente aRIDBC. Debido a que la estructura de un transistor no es simétrica, sino que está optimizada para obtener valores altos de aF, aR es generalmente pequeña (desde 0.02 a 0.5).

Además, aplicando las leyes de la física de semiconductores se obtiene la condición de reciprocidad, que se concreta en la siguiente expresión:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 79 IS toma valores entre 10-14 y 10-15A para transistores de baja potencia.

Si se aplica la ley de los nudos en el emisor, el colector y la base Se puede sustituir en esta ecuación las corrientes de los diodos IDBE y IDBC. Además, si se definen las constantes bF y bR de manera que

Las ecuaciones anteriores, resultan que son las ecuaciones de las intensidades en los tres terminales del transistor NPN según el modelo de Ebers-Moll. Estas ecuaciones son válidas para cualquier región de funcionamiento.

Aún siendo un modelo complejo del transistor, el modelo de Ebers-Moll no describe todos los efectos que tienen lugar en el dispositivo. Los llamados efectos de segundo orden como la tensión de ruptura en inversa de las uniones PN, o la dependencia de IC con VCE no están incluidos en este modelo.

9.5.2 APLICACION DEL MODELO DE EBERS-MOLL A LA REGION ACTIVA NORMAL

En este apartado se van a simplificar las ecuaciones de Ebers-Moll, deducidas en el apartado anterior para el caso de que el transistor se encuentre funcionando en la RAN.

Como ya se ha comentado, el funcionamiento en la RAN de un transistor se caracteriza por tener la unión PN polarizada en directa (con VBE 0.7V) y la unión base colector polarizada en inversa (VBC < 0). Obsérvese que bajo estas condiciones las expresiones exponenciales de las ecuaciones de Ebers_Moll se pueden simplificar

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 80 Y las ecuaciones quedan reducidas a: Como el segundo sumando de estas ecuaciones suele ser despreciable frente al valor de IB, IC e IE, a partir de las ecuaciones B. y C., se puede obtener la relación

Que concuerda con la deducida en el apartado 9.2.

9.5.3 MODELO HIBRIDO Se presenta el modelo híbrido del transistor BJT, uno de los más ampliamente utilizados para el análisis de las pequeñas señales de alterna. Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis: • • Transistor polarizado en RAN Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia 9.5.3.1 Expresiones generales

Según se ha indicado en el apartado 3, el punto de operación de un transistor bipolar viene indicado por cuatro variables eléctricas. De entre las diversas opciones posibles, para la deducción del modelo híbrido se escogen como variables independientes la corriente IB y la tensión VCE, mientras que las dependientes son VBE e IC. De este modo, las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:

Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las expresiones anteriores:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 81 Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna, caracterizada por un IB y por un VCE. Para calcular el VBE y el IC pueden sustituirse las funciones f1 y f2 en las cercanías del punto Q por las tangentes respectivas en dicho punto. Como se trata de funciones de dos variables independientes, las expresiones serán las siguientes: A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:

En donde los coeficientes hij se llaman parámetros híbridos, puesto que tienen diferentes unidades entre sí. • • • • hie : Impedancia de entrada () hre: Ganancia inversa de tensión hfe : Ganancia directa de corriente, o ganancia dinámica hoe : Admitancia de salida (-1) 9.5.3.2 Cálculo de los parámetros híbridos

Para el cálculo de los parámetros hij se van a emplear las expresiones resultantes del modelo de Ebers-Moll para la RAN. • • Función f1 =>

Función f2 =>

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 82

Tal y como puede observarse, los coeficientes hre y hoe son nulos según estos cálculos. Este resultado refleja las limitaciones del modelo de Ebers-Moll propuesto, ya que en realidad hre 5 x 10-5 y hoe 6 x 10-6 -1. Sin embargo, su valor es tan pequeño que en muchos casos son aceptables las expresiones obtenidas anteriormente.

9.5.3.3 Representación gráfica

El modelo híbrido, con las simplificaciones mostradas en el subapartado anterior, admite la siguiente representación gráfica: Figura 9.23: Modelo híbrido para pequeñas señales de alterna

9.6 EJEMPLO DE APLICACION: EL AMPLIFICADOR DE SEÑALES ALTERNAS

El mundo está lleno de pequeñas señales que necesitan amplificarse para procesar la información que contienen. Por ejemplo: una guitarra eléctrica. El movimiento de una cuerda metálica en el interior de un campo magnético (creado por los captadores o pastillas) provoca una pequeña variación de tensión entre dos terminales de una bobina. Para que esa débil señal pueda llegar a los oídos de todo un auditorio, es evidente que se necesita una amplificación. La señal producida por la pastilla de la guitarra viaja por un par de terminales hasta el amplificador. Aquí se produce la transformación de la pequeña señal, que es capaz ahora de excitar la membrana de un altavoz con la potencia que se desee.

Para que se pueda oír lo que se toca realmente, la amplificación debe cumplir ciertas condiciones:

1. Debe respetar la forma de onda de la tensión de entrada. Si no lo hace así, se produce una distorsión, una pérdida de la información que aporta. 2. La energía absorbida de la fuente que emite la onda que se desea amplificar ha de ser mínima. El circuito amplificador necesita una fuente de alimentación propia.

El esquema más sencillo de amplificador de señales es el propio transistor bipolar.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 83 Figura 9.24: Circuito con un transistor bipolar.

Si el transistor se encuentra en la RAN, hay una relación lineal entre e : Como es reflejo de la entrada e lo es de la salida, este esquema proporciona una ganancia en corriente. Sin embargo presenta dos limitaciones muy importantes: 1. Sólo amplifica la parte positiva de la señal: Cuando es menor que 0,7 V Q pasa al estado de corte, con lo que . 2. Requiere señales de tensión grandes, por lo menos mayores que 0,7 V, ya que la señal de entrada ha de polarizar en directa la unión BE y llevar el transistor a la RAN.

Con este dispositivo sólo se puede trabajar con señales positivas mayores de 0,7 V. Por lo tanto no es capaz de amplificar señales de alterna. La figura siguiente representa aproximadamente la respuesta que se obtendría al tratar señales de alterna:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 84 Figura 9.25: Corrientes en el circuito de la Figura 9.24.

9.7 POLARIZACION DEL TRANSISTOR Q A TRAVES DE LA BASE Figura 9.26: Transistor polarizado a través de la base.

Este esquema presenta la novedad de la resistencia RB. Gracias a ella, la base se . La corriente que llega a polariza mediante la fuente de alimentación EC y no mediante la base proviene de dos fuentes:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 85 •

• : Es la señal que queremos amplificar, por lo tanto, será variable en el tiempo.

: Esta corriente es la suministrada por EC, que es una fuente de continua, para la polarización del transistor.

La intensidad de colector será, si Q está en la RAN:

Finalmente, puede calcularse la tensión de salida : La siguiente figura ayuda a comprender mejor estos conceptos.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 86 Figura 9.27: Tensiones y corrientes en el circuito de la Figura 9.26.

La onda de salida es, efectivamente, proporcional a la entrada, pero está desplazada en el eje de las "Y", es decir, tiene una componente de continua que ha sido introducida por la fuente de polarización del transistor.

LOGROS DEL ESQUEMA:

1. El transistor es también capaz de amplificar la parte negativa de la señal. 2. La tensión de entrada puede ser pequeña, ya que ahora el transistor se polariza a través de una fuente de alimentación ajena a la entrada. 3. En la salida se dispone de una señal de tensión, gracias a RC, que cumple dos misiones: o Transforma en una tensión . o Junto con RB lleva el transistor a la RAN.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 87

INCONVENIENTES:

1. Al conectar directamente el generador de señal a la entrada, IB iría a tierra a través de él. Esto podría dañar el generador (en el ejemplo de la introducción, las pastillas o captadores de la guitarra eléctrica) 2. Al conectar directamente la salida a la carga (altavoz), IC iría a tierra a través de ella, dañándola.

Los inconvenientes de este esquema están introducidos por la corriente continua de polarización. Estas corrientes deben quedar limitadas al interior del dispositivo amplificador.

a. EL CONDENSADOR DE ACOPLAMIENTO

El condensador es un componente que se comporta como un circuito abierto para la corriente continua. Por medio de él, se aísla tanto la entrada como la salida de las componentes de continua. Si elegimos correctamente el valor de la capacidad de acuerdo con la frecuencia a la que se espera que trabaje el dispositivo, se logra además que estos condensadores se comporten como un cortocircuito para las señales de alterna que se quieren amplificar. En cualquier caso, la respuesta frecuencial del amplificador queda limitada por los valores de C1 y C2. Figura 9.28: Esquema amplificador con condensadores de acoplamiento.

Una vez visto el esquema básico de un amplificador, se enuncian los parámetros más importantes de éste: • •

• : Señal de entrada (pequeña señal AC).

: Corriente de entrada, que se absorbe del generador de señal de entrada (AC).

: Señal de salida (AC).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 88 • • ,

, : Corrientes de polarización del transistor (DC).

: Resistencias de polarización. • • • : Carga sobre la que se aplica la tensión de salida.

: Aísla la entrada del circuito de la polarización en continua.

: Aísla la salida del circuito de la polarización continua. b. GANANCIA Y RESISTENCIA DE ENTRADA DE UN AMPLIFICADOR

El esquema presentado es sólo una de las posibles soluciones válidas para la amplificación de señales. Para comparar las características de todos ellos, se definen dos parámetros de AC: la ganancia en tensión y la resistencia de entrada:

Ganancia en tensión:

Es el cociente entre la señal de salida y la aplicada al dispositivo. Normalmente, la ganancia depende de la carga que se conecte ( ). Nótese que en este parámetro se relacionan las amplitudes de las señales alternas entrada y de salida y no los valores instantáneos. Se da por supuesto que el circuito va a mantener en gran medida la similitud de las formas de onda, y de lo que se trata es de cuantificar la magnitud de la amplificación. (El grado de distorsión de la señal de salida con respecto a la de entrada se valora mediante otros parámetros).

Resistencia de entrada:

La resistencia de entrada da una idea de la cantidad de corriente que absorbe la fuente de señal que se desea amplificar (no hay que confundir la con la fuente de alimentación del amplificador). Dado que interesa absorber poca energía de la fuente, el amplificador será tanto mejor cuanto mayor sea su resistencia de entrada.

Puesto que la señal de entrada es alterna, estamos de nuevo ante un parámetro que relaciona las amplitudes de las oscilaciones de las magnitudes eléctricas implicadas

c. METODO DE CÁLCULO

Cuando todos los componentes de un circuito responden a ecuaciones lineales, se puede aplicar el principio de superposición. En este caso, los transistores no son

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 89

componentes lineales. Sin embargo, teniendo en cuenta que las señales aplicadas son de baja amplitud, el transistor opera soportando pequeñas oscilaciones con respecto a unas magnitudes continuas, luego sí que es posible aplicar la superposición teniendo en cuenta el punto de operación:

1. Cálculo del punto de operación DC: Se sustituyen los condensadores por circuito abierto. A continuación se introduce el modelo DC del transistor en RAN y se calculan los valores de las corrientes y tensiones de polarización. 2. Determinación del modelo AC del transistor: Ha de emplearse el modelo de pequeñas señales, particularizando para en los resultados del punto 1. 3. Estudio del circuito en AC. En este estudio las componentes de continua no afectan a la relación de las amplitudes de las ondas AC. Por consiguiente pueden cortocircuitarse las fuentes de tensión continua. Si el diseño del circuito es correcto, los condensadores pasan a comportarse como cortocircuitos.

d. EJEMPLO DE CÁLCULO y en el último esquema A continuación se aplica este procedimiento al cálculo de presentado, en su funcionamiento en vacío.

1) Punto de operación DC Figura 9.29: Esquema equivalente DC del circuito Figura 9.28.

Según el circuito equivalente DC:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 90 2) Parámetros del modelo equivalente AC

Los parámetros del modelo AC son la resistencia de entrada y la ganancia dinámica de corriente . ;

3) Estudio AC

La figura 24 muestra el esquema equivalente del circuito para las señales de alterna. Figura 9.30: Circuito equivalente AC

La resistencia RB está conectada por un terminal a la fuente de señales y a la base, y por el otro a la fuente de alimentación EC. Idealmente, esta fuente no ofrece ningún obstáculo para las señales de alterna (si su resistencia interna es nula), se comporta como un cortocircuito que conecta RB con tierra. En el lado derecho del esquema, RC se une por una parte con el colector del transistor, y por la otra con tierra a través de la fuente de alimentación.

Es de vital importancia que se tenga en cuenta que en este esquema sólo se relacionan las amplitudes de las ondas, y no sus valores instantáneos.

Los valores de rIN y AV pueden obtenerse a partir del esquema de la figura 9.25.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 91 Como : Nótese que para el cálculo de los parámetros rIN y AV no es necesario definir el valor de vIN, ya que en ambos casos se calcular variaciones de una magnitud con respecto a esa tensión de entrada.

ETAPAS DE AMPLIFICACION ESTABILIZADAS

El esquema de la Figura 9.28 presenta un claro problema de inestabilidad: La tensión de la base depende directamente de la corriente de base. Cualquier pequeña variación debido a la influencia de la temperatura sobre la resistencia RB modificará el punto de operación, y con él la ganancia. El esquema de la Figura 9.31 incluye dos mejoras con respecto al anterior: • • Polarización de la base a través de un divisor de tensión. Estabilización mediante resistencia de emisor. Figura 9.31: Circuito amplificador estabilizado.

Las funciones de estos subcircuitos son:

• DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO

Divisor de tensiones: Mediante una correcta selección de las resistencias 92

y puede conseguirse que la corriente sea muy superior a . Entonces, la tensión de la base quedará fijada únicamente por el valor de las resistencias del divisor. • Resistencia de emisor ( ): Un aumento de la corriente de colector provocará una elevación de la tensión de emisor. Con ello, como la tensión de base es fija, la tensión base emisor disminuirá, la corriente de base también y finalmente, la corriente de colector volverá a su valor de diseño. El condensador se encarga de cortocircuitar esta resistencia en alterna.

RESUMEN PUNTO DE OPERACIÓN:

En un proceso de diseño o de análisis de un amplificador es necesario conocer la respuesta del sistema tanto en DC como en AC. La selección del punto de trabajo Q de un transistor se realiza a través de diferentes circuitos de polarización que fijen sus tensiones y corrientes. En la figura 9.31a se incluyen los circuitos de polarizacion mas típicos basados en resistencias y fuentes de alimentación; además, se indican las ecuaciones que permiten obtener el punto de trabajo de los transistores. Estos circuitos presentan diferencias en algunos casos importantes.

Por ejemplo, el circuito de la con polarización de tensión de base constante es poco recomendable por carecer de estabilidad; bajo ciertas condiciones se puede producir deriva térmica que autodestruye el transistor. La polarización de corriente de base de la figura 9.31a es mucho más estable aunque el que más se utiliza con componentes discretos es el circuito de autopolarización. La polarización de colector-base asegura que el transistor nunca entra en saturación al mantener su tensión colector-base positiva.

Retomando el tema de límites de operación de un transistor, ya visto en el capítulo anterior, se habló del punto Q, ó punto de reposo. También, establecíamos que el punto de operación para los amplificadores a transistor, es el resultante de la corriente de DC y el voltaje sobre las características que define la región que será empleada para la amplificación de la señal aplicada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 93 Figura 9.31a Algunos circuitos de polarización del transistor

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 94 Figura 9.31b Distintos puntos de operación

De la figura 9.31b tenemos los valores máximos para IC y VCE, como también la curva de potencia máxima. Asimismo, están definidas las zonas de saturación donde VCE = VCEsat y la de corte donde IB = 0 µA. El dispositivo BJT o transistor puede operar fuera de estos límites máximos pero su vida útil se disminuye considerablemente o simplemente el dispositivo se destruirá.

9.8 EJERCICIOS DE APLICACION

Circuito de polarización fija: Veamos el circuito de la siguiente figura, VBB es la misma VCC, pero para describir mejor el circuito se muestran por separado: Figura 9.31c Polarización fija

Realicemos un análisis de la malla de entrada:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 95 Recta de carga (malla de salida): Figura 9.31d Recta de carga para polarización fija.

Hemos dicho que el transistor podía trabajar como un amplificador y también como un conmutador:

• Conmutación: SATURACIÓN y CORTE. • Amplificación: ACTIVA.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 96

Como hemos dicho anteriormente, el valor de IB depende de la RB, por lo tanto podemos controlar la posición del punto Q variando el valor de la RB. Analicemos brevemente la estabilidad de este circuito de polarización de base: Circuito de polarización estabilizada por emisor: Si se quiere amplificar, se necesitan circuitos cuyos puntos Q sean inmunes a los cambios en la ganancia de corriente, esto es, interesa que el punto Q sea lo más estable posible. Para este propósito ahora se analizará el "Circuito de polarización de Emisor", que es el siguiente: Figura 9.31e BJT polarizado estabilizado en emisor.

El propósito es amplificar, por esa razón el transistor tiene que trabajar en la zona ACTIVA. Como estamos en activa VBE = 0.7 V. Por lo tanto y viendo la malla de entrada la tensión VC será de 4.3 V. Entonces la intensidad IE por la resistencia

RE será de:

La malla de salida:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 97 Gráficamente: Figura 9.31f Grafica de BJT polarizado en emisor.

¿Qué ocurre si el ßcc varía? Si ßcc = 150 solo varía IB.

Varía la IB pero lo demás se mantiene y Q no varía, el transistor se autorregula y hace que varíe IB sin que nada más varíe, por lo tanto: "El punto Q es muy estable". Pero esto no es del todo exacto, porque algo varía, esto se verá si no se usa la aproximación de IC = IE. Sin esta aproximación tenemos:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 98 Y ahora si influye el ßcc.

Y tendríamos: VCE = 8,77 V, con ßcc = 150: Con ßcc = 50:

Varía algo, pero es bastante estable, es bueno para trabajar en activa.

Polarización por divisor de voltaje: Este tema es una continuación del anterior, por ello primeramente vamos a hacer un breve resumen de lo visto antes para situarnos mejor en el tema. Hasta ahora hemos visto estos circuitos:

• Circuito de polarización de base (resistencia en la base). • Circuito de polarización de emisor (resistencia en emisor). En este tema analizaremos este último circuito más que ningún otro.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 99 Figura 9.31g Polarización por divisor de voltaje

Pero es muy caro instalar 2 fuentes de alimentación por eso se suele modificar el circuito de tal forma que solo se use una fuente de alimentación. Como se ha dicho ahora nos ahorraremos una fuente de alimentación. Figura 9.31h Circuito equivalente para polarización por divisor de voltaje.

Ahora se mueve lo de la izquierda hacia arriba y como tenemos 10 V en los dos lados se pueden unir:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 100 Figura 9.31i Polarización por división de voltaje.

Y así nos hemos ahorrado una fuente de alimentación, este es el "Circuito de polarización por división de tensión".

Análisis aproximado Así despreciamos IB: EJEMPLO: Aplicamos valores numéricos a lo que hemos hecho.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 101 Vemos si la aproximación es buena: se tiene que cumplir:

Tiene que funcionar bien para los tres valores del ECG. Para comprobarlo vamos a ver la recta de carga de continua.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 102 ¿Qué curva de IB pasa por ese punto Q? Si cambiamos el transistor, Q es el mismo pero varía la IB. No cambia la recta de carga ni el punto Q, lo que cambia es la IB, se "Auto adapta". El punto Q es muy estable, prácticamente no cambia de sitio, para hacer los cálculos no hemos usado la ß, solo para la IB.

Polarizaciones DC con retroalimentación de voltaje: Polarización DC con retroalimentación de emisor. En este circuito la resistencia de realimentación es RE. Haremos la prueba de desestabilizar el punto Q.

IC intenta aumentar mucho. Pero al aumentar la IC, aumenta la VE.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 103

Entonces vemos que se da un fenómeno de "autorregulación", intenta aumentar mucho pero al final aumenta menos. Aunque no se estabiliza, se desestabiliza menos, esa "auto corrección" se llama realimentación. A este efecto de que una variable de salida afecte a la entrada se le llama realimentación, la salida afecta a la entrada, se auto corrige. Además se le llama "Realimentación negativa" porque un aumento supone una disminución. Si un aumento supusiera otro aumento sería una "Realimentación positiva". En amplificadores es muy importante la realimentación, como se verá más adelante. Seguimos analizando el circuito. Malla de entrada: EJEMPLO: Para ver como se mueve el punto Q. VCC = +15 V RC = 910 W

RB = 430 W RE = 100 W VBE = 0,7 V Recta de carga:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 104

Se ha movido mucho pero menos que el anterior.

Cuanto menor sea este resultado, mejor será el circuito, esto sirve para comparar circuitos. Para mejorar el circuito se puede hacer: Se suele coger 100 veces mayor RE. Veamos si se cumple en este circuito. No se cumple. RE debería ser RE = 430 k . Pero poner RE = 430 k hace que casi toda la tensión de VCC vaya a RE y la VCE es pequeña, y el circuito entra en saturación y no funciona como amplificador, el remedio es peor.

Diversas configuraciones de polarización: Circuito de polarización con realimentación de colector. El circuito es el siguiente: Figura 9.31h Polarización con retroalimentación de colector.

Veamos cómo se comporta la Tª.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 105 Y la IC aumenta menos de lo que pretendía, realimentación negativa, se ha compensado en parte. Malla de entrada: Hacemos como antes:

Recta de carga. Malla de salida: Si los comparamos: • Circuito de polarización por realimentación de emisor: = 6….mA • Circuito de polarización por realimentación de colector: = 3.81 mA Este último es mejor por ahora. De antes teníamos: Para que se mueva lo menos posible, el b tiene que afectar lo menos posible, interesa que RC influya más que RB/ß, para eso:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 106 RC normalmente no se puede elegir. Entonces la RB se elegirá la menor posible. Hay que recordar que en le circuito anterior de realimentación de emisor si cogíamos RB muy pequeña se saturaba. En este circuito, a medida que disminuya RB se iba acercando a saturación, no se saturaba pero se acercaba mucho. Por eso no es útil, porque se acerca mucho a saturación (aunque nunca llegue a los VCE = 0.2 V de saturación). ¿Qué debería hacer para que Q estuviera centrado? Para que esto ocurra: No se pueden cumplir los dos, si está centrado no es estable y viceversa. Y este circuito no es bueno por esa razón, aunque sea mejor que los anteriores, es todavía bastante inestable.

Operaciones de diseño: Retomando la polarización con divisor de voltaje pero teniendo en cuenta la retroalimentación. En todo circuito que quiera que se auto compense tiene que haber una resistencia de realimentación, en este caso es RE, que hace que sea estable el punto Q.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 107 Figura 9.31h Retroalimentación en emisor y polarización por divisor de voltaje.

Veamos cómo se comporta si variamos la temperatura o cambiamos de transistor (C.T.). De esta forma se compensa en parte la IC, se mueve pero menos. Es un circuito muy bueno, la compensación no es total pero casi, es una compensación muy buena. Este circuito es el que se utiliza mayoritariamente por ser bueno, barato y efectivo. Lo analizaremos como siempre de 2 formas: Análisis aproximado y exacto.

Primeramente modificaremos un poco el circuito: Ahora aplicaremos Thévenin: Figura 9.31i Análisis de retroalimentación.

Aproximamos: RTH = 0. Malla de entrada:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 108 El punto Q es estable. Tenemos lo ideal, no está la ß. Lo único que varía algo es la VBE, pero es una variación pequeña respecto a VTH, entonces es casi constante la IC.

Aprovechamos lo calculado anteriormente: Interesa que RTH/ß influya poco respecto a RE. Hacemos RE 100 veces mayor que RTH/ß. Pero es difícil que se cumpla esto porque RTH es el paralelo de R1 y R2, y de estas dos resistencias la más pequeña suele ser R2, entonces si aproximamos para verlo mejor:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 109

Para que esto funcione correctamente hemos dicho que se tiene que cumplir lo siguiente:

Pero si pongo R2 muy pequeño, la IR2 es grande y es aproximadamente IR1 y esa intensidad va a la F.A., entonces el condensador y los diodos de la F.A. tienen que resistir mucha intensidad y podría dar problemas. Otro problema se da en alterna: Figura 9.31j Retroalimentación con señal AC.

Cuando amplificamos la onda es muy importante la impedancia de entrada (Zi) y

tiene que ser de un valor concreto. Su valor es:

No se puede hacer la Zi todo lo pequeña que se quiera y eso es una dificultad, se estropea la Zi en alterna. Hay situaciones que debemos analizar: • • El consumo La Zi Para resolver eso los diseñadores en lugar de 0,01RB*ß suelen escoger un poco mayor, 0,1RE*ß. Y así Q es bastante estable, aunque no sea tanto como antes.

EJEMPLO:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 110 Figura 9.31k Ejemplo de retroalimentación

Como siempre aplicamos Thévenin y calculamos IB e IC para los distintos valores de ß.

Ahora calculamos el VCE y dibujamos la gráfica:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 111 Vemos que el punto Q varía muy poco para distintos valores de b. Esto lo vemos con la variación de IC.

Para ver la estabilidad del circuito estudiaremos el caso más crítico, que es el valor más pequeño de b, si se cumple para este valor se cumple en todos los demás casos. No se cumple el muy estable, veamos ahora el "Bastante Estable".

Es bastante estable porque se cumple la ecuación, esto quiere decir que esta bastante bien diseñado el circuito.

Circuito de polarización con realimentación de emisor y realimentación de colector

Con este circuito se intenta obtener polarizaciones más estables para los circuitos con transistores. Para ello se usa una combinación de una resistencia de emisor y una resistencia de colector.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 112 Figura 9.31l BJT en configuración de retroalimentación en emisor y colector.

Para que sea estable se tiene que cumplir: Pero el problema es que si RC y RE son muy grandes el valor de VCE tiene que ser pequeño y puede llegar a saturación, por eso no se puede hacer todo lo grande que se quiera.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 113

PRÁCTICA 11 POLARIZACION DEL TRANSISTOR BIPOLAR

1.- Diseña los siguientes circuitos de polarización para un determinado punto de operación, antes rellena esta tabla de la elección del punto Q, elige los valores que creas convenientes 2.- Móntalo en el taller, y en el computador, realiza todas las medidas necesarias para rellenar la tabla siguiente, a la hora de imprimir el circuito, imprimirlo con los valores de los amperímetros y voltímetros, elabora los cálculos y también añádelos a la práctica, pero no hojas sueltas.

Polarización fija:

Polarización con realimentación en el emisor:

Polarización con realimentación en el colector:

Polarización por divisor de tensión:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 114 PRACTICA 12 TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN 1.- Diseña Rb y Re en el circuito de la figura de tal manera que el transistor este en sobresaturación cuando se cierre el interruptor. Hay que tener en cuenta la resistencia del RELÉ que es aproximadamente 10? (mídelo con el polímetro) y la hfe del transistor que utilices (mídelo también), la fuente de alimentación Vcc no es necesario que sea de 25V, puede ser otro valor, igualmente con la Vb 2.- Móntalo en el taller, no es necesario que realices el circuito de la derecha (la de alterna), es sólo un ejemplo para que veas como desde un elemento de pequeña potencia, (la pila y el interruptor de la derecha, que pueden ser perfectamente puertas lógicas o cualquier circuito digital como un puerto de un ordenador) se puede controlar un circuito de alta potencia (el de la izquierda) 3.- Dibújalo en el simulador, y observa su funcionamiento, imprímelo y pégalo detrás. 4.- contesta a las siguientes preguntas: ¿Qué función tiene el diodo en paralelo con la bobina del relé? Quizás no dispongas de dos fuentes de alimentación ¿Cómo se soluciona el problema? Basándote en este circuito ¿Podrías diseñar un temporizador?

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 115

PRÁCTICA 13 AMPLIFICADOR CON BJT

1.- Realiza un diseño de amplificador con BJT, realimentado por emisor, y con divisor de tensión en la base como la figura, los valores son libres, el proceso de diseño mostrarlo en la hoja de atrás o en hoja aparte, junto con los valores de las tensiones en la base, emisor y colector continuas, transistor del apéndice B 2.- Móntalo y realiza las mediciones de la ganancia en el osciloscopio, y realiza las medidas de Vb, Ve, Vc con el polímetro o con el osciloscópio.

3.- Realiza igual con el ordenador, tomando las mismas medidas, imprime el osciloscopio y el circuito con los voltímetros que utilices, imprímelos con sus valores, y pégalo atrás.

4.- Rellena la siguiente tabla ENSEÑA LOS CÁLCULOS DE DISEÑO EN LA PARTE DE ATRAS (10 puntos)

5.- Comenta los resultados obtenidos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 116

10. LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

En el capítulo de transistores bipolares, hemos visto que una pequeña corriente de base controla una corriente de colector muy superior. Los transistores de efecto de campo son dispositivos triterminales en los que la corriente principal se controla mediante una tensión. Las características principales son: •

• • La potencia de control es nula, es decir, no se absorbe corriente por el terminal de control. Una señal muy débil puede controlar el dispositivo. La tensión de control se emplea para crear un campo eléctrico. Hay dos familias de transistores de efecto de campo: los JFET y los MOSFET. Pese a que el concepto básico de los FET se conocía ya en 1930, estos dispositivos sólo empezaron a fabricarse comercialmente a partir de la década de los 60. Y a partir de los 80 los transistores de tipo MOSFET han alcanzado una enorme popularidad. Comparados con los BJT, los transistores MOS ocupan menos espacio, es decir, dentro de un circuito integrado puede incorporase un número mayor. Además su proceso de fabricación es también más simple. Además, existe un gran número de funciones lógicas que pueden ser implementadas únicamente con transistores MOS (sin resistencias ni diodos). Esto ha hecho del transistor MOS el componente estrella de la electrónica digital.

Aquí se explica el principio de funcionamiento de ambos tipos de dispositivos, así como sus modelos circuitales elementales.

10.1 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNION (JFET)

Un JFET de canal N se fabrica difundiendo una región de tipo P en un canal de tipo N, tal y como se muestra en la Figura 10.1. A ambos lados del canal se conectan los terminales de fuente (S, Source) y drenaje (D, Drain). El tercer terminal se denomina puerta (G, Gate). Figura 10.1: Esquema del transistor JFET de canal N

Los símbolos de este tipo de dispositivos son:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 117 Figura 10.2: Símbolos de los transistores JFET

Las explicaciones incluidas en este capítulo se refieren fundamentalmente al transistor NJFET, teniendo en cuenta que el principio de operación del PJFET es análogo.

10.1.1 PRINCIPIO DE OPERACION DEL NJFET

A continuación se explica cómo se controla la corriente en un JFET. Al igual que sucede con los transistores BJT el JFET tiene tres regiones de operación: • • • Región de corte Región lineal Región de saturación Es preciso hacer notar que en este caso, la saturación alude a un fenómeno completamente distinto al de los transistores BJT.

1.1.1 Región de corte

Centremos nuestra atención en la Figura 10.1. La zona de tipo P conectada a la puerta forma un diodo con el canal, que es de tipo N. Como se recordará, cuando se forma una unión PN aparecen en los bordes de la misma una zona de deplección en la que no hay portadores de carga libres. La anchura de dicha zona depende de la polarización aplicada. Si esta es inversa, la zona se hace más ancha, proporcionalmente a la tensión aplicada. Aplicando una tensión VGS negativa aumentamos la anchura de la zona de deplección, con lo que disminuye la anchura del canal N de conducción.

Si el valor de VGS se hace lo suficientemente negativo, la región de agotamiento se extenderá completamente a través del canal, con lo que la resistencia del mismo se hará infinita y se impedirá el paso de ID (Figura 10.3). El potencial al que sucede este fenómeno se denomina potencial de bloqueo (Pinch Voltage, VP).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 118 Figura 10.3: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con la tensión de bloqueo

Por lo tanto, para valores más negativos que VP el transistor NJFET se encuentra polarizado en la región de corte, y la corriente de drenaje resulta ser nula.

1.1.2 Región lineal Si en la estructura de la Figura 10.1 se aplica una tensión VDS mayor que cero, aparecerá una corriente circulando en el sentido del drenaje a la fuente, corriente que llamaremos ID. El valor de dicha corriente estará limitado por la resistencia del canal N de conducción. En este caso pueden distinguirse dos situaciones según sea VDS grande o pequeña en comparación con VGS.

1.1.2.1 Valores pequeños del voltaje drenaje-fuente

La Figura 10.4 presenta la situación que se obtiene cuando se polariza la unión GS con una tensión negativa, mientras que se aplica una tensión entre D y S menor. Figura 10.4:Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS < 0

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 119

Por el terminal de puerta (G) no circula más que la corriente de fuga del diodo GS, que en una primera aproximación podemos considerar despreciable. La corriente ID presenta una doble dependencia: • • La corriente ID es directamente proporcional al valor de VDS La anchura del canal es proporcional a la diferencia entre VGS y VP. Como ID está limitada por la resistencia del canal, cuanto mayor sea VGS – VP, mayor será la anchura del canal, y mayor la corriente obtenida.

Los dos puntos anteriores se recogen en la siguiente expresión:

Por lo tanto, en la región lineal obtenemos una corriente directamente proporcional a VGS y a VDS.

1.1.2.2 Valores altos del voltaje drenaje-fuente

Para valores de VDS comparables y superiores a VGS la situación cambia con respecto al caso anterior: la resistencia del canal se convierte en no lineal, y el JFET pierde su comportamiento óhmico. Veamos por qué sucede esto.

Cuando se aplica un voltaje VDS al canal de 5 voltios, por ejemplo, este se distribuye a lo largo del canal, es decir, en las proximidades del terminal D la tensión será de 5 V, pero a medio camino la corriente circulante habrá reducido su potencial a la mitad (2,5 V), y en el terminal S el potencial será nulo. Por otra parte, si VGS es negativa (- 2 V, por ejemplo), la tensión se distribuirá uniformemente a lo largo de la zona P, al no existir ninguna corriente (Figura 10.5). (NOTA: se desprecia la caída de tensión en las zonas situadas por debajo de los contactos). Figura 10.5: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS = -2 V y VDS =5V

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 120

Sigamos adelante. En las proximidades del terminal S la tensión inversa aplicada es de 2 V, que se corresponde con la VGS = -2 V. Sin embargo, conforme nos acercamos a D esta tensión aumenta: en la mitad del canal es de 4,5 V, y en D alcanza 7 V. La polarización inversa aplicada al canal no es constante, con lo que la anchura de la zona de deplección tampoco lo será (Figura 10.6). Cuando VDS es pequeña, esta diferencia de anchuras no afecta a la conducción en el canal, pero cuando aumenta, la variación de la sección de conducción hace que la corriente de drenaje sea una función no lineal de VDS, y que disminuya con respecto a la obtenida sin tener en cuenta este efecto. Figura 10.6: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de conducción no lineal

1.1.3 Región de saturación

Si VDS se incrementa más, se llegará a un punto donde el espesor del canal en el extremo del drenaje se acerque a cero. A partir de ese momento, la corriente se mantiene independiente de VDS, puesto que los incrementos de tensión provocan un mayor estrechamiento del canal, con lo que la resistencia global aumenta (Figura 10.7).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 121

Figura 10.7: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de corriente constante

La región de saturación se da cuando se estrangula el canal en el drenaje, lo que sucede cuando la tesión puerta-drenaje es más negativa que VP, es decir:

VGD < VP => VGS – VDS < VP => VDS > VGS – VP

Antes de seguir adelante, comparemos las figuras Figura 10.3 y Figura En el caso del bloqueo, todo el canal resulta afectado por la zona de deplección, que es constante porque la tensión VGS se aplica uniformemente a lo largo de la unión. En cambio, en la región de corriente constante sólo parte del canal ha llegado al bloqueo (provocado por VDS, que varía a lo largo del mismo), y es lo que permite la circulación de la corriente.

1.2 CURVAS CARACTERISTICAS

Son dos las curvas que se manejan habitualmente para caracterizar los transistores JFET. En primer lugar, en la representación de ID frente a VGS, para una VDS dada, se aprecia claramente el paso de la región de corte a la de saturación (Figura 8). En la práctica sólo se opera en el segundo cuadrante de la gráfica, puesto que el primero la VGS positiva hace crecer rápidamente IG. Figura 10.8: Característica VGS – ID del transistor NJFET

En la característica VDS – ID del transistor NJFET se observa la diferencia entre las regiones lineales y de saturación (Figura 10.9). En la región lineal, para una determinada VGS, la corriente crece proporcionalmente a la tensión VDS. Sin embargo, este crecimiento se atenúa hasta llegar a ser nulo: se alcanza el valor de saturación, en donde ID sólo depende de VGS.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 122 Figura 10.9: Característica VDS – ID del transistor NJFET

Nótese que, según esta gráfica, la región de saturación del JFET se identifica con la región activa normal de los transistores bipolares. Mientras que en RAN la corriente de colector sólo depende de la de base, aquí la magnitud de control es la tensión VGS. Por el contrario, si la resistencia del JFET en la región lineal es muy pequeña puede encontrarse un cierto paralelismo entre las regiones lineal de JFET y de saturación del BJT.

1.3 PARAMETROS COMERCIALES

Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que ofrecen los fabricantes en las hojas de datos: •

•

•

•

• IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor JFET se encuentra en configuración de fuente común y se cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la máxima intensidad que puede circular por el transistor. Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias dispersiones en este valor. VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS, presenta fuertes dispersiones en su valor. RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se mantiene constante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento. BVDS (Drain-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura entre fuente y drenaje. Tensiones más altas que BVDS provocan un fuerte incremento de ID. BVGS (Gate-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura de la unión entre la puerta y la fuente, que se encuentra polarizada en inversa. Valores mayores de BVGS provocan una conducción por avalancha de la unión.

1.4 MODELOS DEL TRANSISTOR NJFET

Análogamente a lo efectuado con el transistor bipolar se van a presentar dos modelos para el JFET: uno para analizar el funcionamiento del transistor JFET con señales continuas y otro para las señales alternas aplicadas sobre un punto de operación de la región de saturación.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 123

En primer lugar se presentan los modelos para las diferentes regiones de operación, a saber, corte, saturación y zona lineal. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de alterna de pequeña amplitud.

1.4.1 Modelo estático ideal Para el transistor NJFET, el modelo viene representado en la Figura 10.10 El valor de ID depende de la región de funcionamiento del transistor. Figura 10.10: Esquema circuital del modelo del transistor JFET

1. Región de corte: la condición de la región de corte es que el canal esté completamente estrangulado en las proximidades de la fuente, lo que sucede cuando la tensión puerta-fuente alcance la tensión de estrangulamiento (VGS VP VGD> VPVGS> VP+ VDS Estas condiciones equivalen a admitir que el canal de conducción no se estrangula por la zona de deplección en inversa tanto en el extremo de drenaje como en la fuente. El valor que toma la corriente ID es

1. Región de saturación: la región de saturación tiene lugar cuando la tensión entre drenador y puerta alcanza la tensión de estrangulamiento. Para que ello ocurra, el canal N, tiene que estar estrangulado en el extremo cercano al drenaje, pero no en el extremo del canal cercano a la fuente. Entonces, al igual que en el caso anterior, deben ocurrir dos condiciones: o o VGS> VP VGD< VPVGS< VP+ VDS

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 124

En este caso la intensidad ID ya no depende de VDS, siendo su expresión

Por lo general, en los transistores NJFET tanto VP como VGS toman valores negativos, mientras que VDS e IDSS son positivos, tomando la dirección ID tal y como aparece en el modelo.

1.4.2 MODELO PARA SEÑALES ALTERNAS

Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis: • • Transistor polarizado en la región de saturación Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia 1.4.2.1 Expresiones generales De entre las diversas opciones posibles, para la deducción del modelo se escogen como variables independientes las tensiones VGS y VDS, mientras que las dependientes son las corrientes IG e ID. De este modo, las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:

Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las expresiones anteriores:

Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna, caracterizada por un VGS y por un VDS. Las oscilaciones de las corrientes pueden calcularse como: A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 125 en donde los coeficientes yij se llaman parámetros admitancia. • • • • yis : Admitancia de entrada (-1) yrs: Admitancia de transferencia inversa (-1) yfs : Transconductancia (-1). Se suele nombrar como gm yos : Admitancia de salida (-1) 1.4.2.2 Cálculo de los parámetros admitancia

Para el cálculo de los parámetros yij se van a emplear las expresiones resultantes del modelo estático para la región de saturación. •

• Función f1 =>

Función f2 => La representación circuital de este modelo simplificado responde al mismo esquema presentado en la Figura 10.10.

10.2 TRANSISTOR MOSFET

Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores MOS: • • • • Enriquecimiento de canal N Enriquecimiento de canal P Empobrecimiento de canal N Empobrecimiento de canal P

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 126 Los símbolos son: Figura 10.11: Transistores MOSFET

La característica constructiva común a todos los tipos de transistor MOS es que el terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal/Óxido/Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de muy baja potencia.

2.1 PRINCIPIO DE OPERACION

De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento.

2.1.1 NMOS de enriquecimiento

En la Figura 12 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 127 Figura 10.12: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento

Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso de corriente: el MOS estará en corte.

Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo, mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 10.13). Nos encontramos ante una región de conducción lineal. Figura 10.13: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción

Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del drenaje (VGS – VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 128

pierde la linealidad en la relación ID – VDS. Finalmente se llega a una situación de saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET.

2.1.2 NMOS de empobrecimiento

En la Figura 10.14 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento. Figura 10.14: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento

En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS = 0 aplicamos una tensión VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del canal. Figura 10.15: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento en corte

También en este caso, la aplicación de una VDS mucho mayor que VGS provoca una situación de corriente independendiente de VDS.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 129

2.2 CURVAS CARACTERISTICAS

Con los transistores MOS se manejan dos tipos de gráficas: la característica VGS – ID, con VDS constante, y la VDS – ID con VGS constante.

2.2.1 Transistor NMOS de enriquecimiento Figura 10.16: Característica VGS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento

En la Figura 10.16 se pone de manifiesto cómo la intensidad ID aumenta bruscamente cuando se supera la tensión umbral VTH (Threshold Voltage) y se crea el canal. Es un componente idóneo para conmutación, puesto que pasa de un estado de corte a uno de conducción a partir de un valor de la señal de control. En los dispositivos con el terminal de puerta de aluminio y el aislante de óxido de silicio, la tensión umbral está en torno a los cinco voltios. Figura 10.17: Característica VDS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 130

La característica VDS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento es muy similar a la del JFET, pero los valores de VGS cambian: en este caso la conducción se da para voltajes positivos por encima del umbral.

2.2.2 Transistor NMOS de empobrecimiento Figura 10.18: Característica VGS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento El NMOS de empobrecimiento puede funcionar también como transistor de enriquecimiento. Si la tensión VGS se hace positiva se atraerán electrones al canal. Además, a diferencia de los JFET, la impedancia de entrada continua siendo muy elevada. Figura 10.19: Característica VDS – ID del transistor NMOS de empobrecimiento

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 131

2.3 PARAMETROS COMERCIALES

Los parámetros comerciales más importantes del transistor MOS son análogos a los de los JFET presentados en el apartado 1.3.

2.4 MODELOS CIRCUITALES

Tal y como se ha visto, las curvas de funcionamiento de los transistores MOS son similares a las de los JFET. Por ello, todos admiten una representación circuital análoga.

2.4.1 MODELO ESTÁTICO DE SCHICHMAN-HODGES

El modelo estático del transistor MOSFET se denomina modelo de Schichman-Hodges. Es un modelo muy parecido al modelo de los transistores JFET, descrito anteriormente. El circuito equivalente se compone de un interruptor abierto y una fuente de intensidad (Figura 20) cuyo valor ID depende de la región de funcionamiento del transistor. Figura 10.20: Modelo de Schichman-Hodges para el transistor FETMOS

Para el transistor NMOS de enriquecimiento las regiones de funcionamiento son:

1. Región de corte o o Condición VGSVTH VGD< VTHVGS< VTH+VDS • Intensidad: Donde K es una constante que depende del material y de las dimensiones del transistor

• •

• DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 132

me es la movilidad de los electrones, que depende del material y la temperatura W, L son la anchura y la longitud del canal. Factores geométricos que dependen del diseño del transistor. C'OX es la capacidad por unidad de superficie del condensador que forman el metal de la puerta con el canal. Depende fuertemente del espesor del óxido de puerta.

1. Región de saturación o Condiciones VGS> VTH VGD> VTHVGS> VTH+VDS • Intensidad: 2.4.2 MODELO PARA SEÑALES ALTERNAS

Para el caso en el que el transistor soporte señales alternas de pequeña amplitud y baja frecuencia sobre un punto de polarización en región de saturación, puede demostrarse de forma análoga a como se ha realizado para el transistor JFET que la transconductancia gm se calcula a través de la siguiente expresión

MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO:

El MOSFET E difiere del MOSFET D en que no tiene la capa delgada de material n sino que requiere de una tensión positiva entre la compuerta y la fuente para establecer un canal. Este canal se forma por la acción de una tensión positiva compuerta a fuente, vGS, que atrae electrones de la región de sustrato ubicada entre el drenaje y la compuerta contaminados de tipo n. Una vGS positiva provoca que los electrones se acumulen en la superficie inferior de la capa de oxido. Cuando la tensión alcanza el valor de umbral, VT, han sido atraídos a esta región los electrones suficientes para que se comporte como canal n conductor. No habrá una corriente apreciable iD hasta que vGS excede VT. La longitud del canal del MOSFET E depende de las limitaciones dimensionales de las mascaras fotográficas usadas en el proceso de difusión durante la manufactura, y el canal es muy estrecho.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 133

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 134 MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO MOSFET V Es un tipo especial de MOSFET E con una estructura física que permite la operación con corriente más elevada y voltaje drenaje-fuente más alto que el MOSFET E convencional. Así el MOSFET V es particularmente apropiado para el uso de alta potencia y compite exitosamente con transistores bipolares de potencia en muchas aplicaciones de amplificación y conmutación este dispositivo es de enriquecimiento y carece de canal entre drenaje y la fuente hasta que la compuerta se hace positiva con respecto a la fuente. El MOSFET V tiene dos conexiones de fuente y el canal se induce verticalmente a lo largo de ambos lados del corte en V entre el drenaje (Sustrato n+,en donde n+ indica un mayor nivel de dopado que n-) y las conexiones de fuente, creando un canal relativamente ancho. La longitud del canal se establece por el espesor de las capas, que se controla por densidades de dopado y tiempo de difusión, más que por las dimensiones de las mascaras. La forma en V hace posible que existan canales muchos más cortos y amplios que en el MOSFET E convencional. Los canales más cortos y amplios en el MOSFET V permiten corrientes más altas y, de este modo una disipación de potencia más elevada. LA respuesta en frecuencia también mejora considerablemente. MOSFET DE COMPUERTA DUAL Puede ser un MOSFET del tipo de empobrecimiento o de enriquecimiento. La única diferencia es que tiene dos compuertas. Sabemos que una desventaja de los FET es su alta capacitancia de entrada, que restringe sus uso a frecuencias mas altas. Mediante el empleo de un dispositivo de compuerta dual se reduce la capacitancia de entrada, haciendo así bastante útil al dispositivo en aplicaciones de amplificación de RF de alta frecuencia. Otra ventaja del arreglo en compuerta dual es que permite una entrada de control automático de ganancia (CAG) en algunos amplificadores de RF.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 135 CARACTERÍSTICAS DE LOS CIRCUITOS MOSFET: – Velocidad de Operación 50 ns. – – – Margen de Ruido 1.5 V Factor de Carga 50 Consumo de Potencia 0.1 mW 10.3 APLICACIONES DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

3.1 EN ELECTRONICA ANALOGICA

Para estas aplicaciones se emplean transistores preparados para conducir grandes corrientes y soportar elevadas tensiones en estado de corte. •

•

• Resistencias variables de valor gobernable por tensión (variando la anchura del canal). Amplificadores de tensión, especialmente en la amplificación inicial de señales de muy baja potencia. Control de potencia eléctrica entregada a una carga. En el caso de la amplificación los circuitos se diseñan para que el punto de operación DC del MOS se encuentre en la región de saturación. De este modo se logra una corriente de drenaje dependiente sólo de la tensión VGS.

3.2 EN ELECTRONICA DIGITAL

Los MOS se emplean a menudo en electrónica digital, debido a la capacidad de trabajar entre dos estados diferenciados (corte y conducción) y a su bajo consumo de potencia de control. Para esta aplicación se emplean dispositivos de muy baja resistencia, de modo que idealmente pueda considerarse que: • • La caída de tensión en conducción es muy pequeña. La transición entre el estado de corte y el de conducción es instantánea. Desde su aparición los MOSFET son muy usados, porque aseguran una distorsión más baja, al controlar el desprendimiento térmico que se produce durante el procesado de la señal. Alguna de las aplicaciones son:

En un sistema de neutralización de aguas residuales se usan circuitos con MOSFET. El objetivo de este sistema es el tratamiento de desechos el cual se hace a través de las mediciones del PH de agua el cual se ajusta a un valor neutro de 7. Las soluciones con valores de PH menores que 7 son ácidas, y aquellas con valores de PH mayores que 7 son básicas. Los detectores de PH están situados en tres puntos, y las salidas

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de los detectores son modificadas por los circuitos detectores con MOSFET los cuales aceptan los voltajes de los detectores de PH y lo convierten a forma digital mediante convertidores analógico-digital. El controlador usa los datos digitales para neutralizar el agua mediante el control de la cantidad de ácido o base que se agrega, y los valores de PH se muestran en las lecturas de los paneles digitales. Dado que los detectores de PH tienen una alta resistencia de salida, en los circuitos de detección de PH se utilizan dispositivos MOSFET, debido a su alta resistencia de entrada. Cada salida de un MOSFET es proporcional al valor medio de PH, y es cambiada a un número digital por los convertidores A/D.

LAS MEMORIAS EPROM, o Memorias sólo de Lectura Reprogramables, se programan mediante impulsos eléctricos y su contenido se borra exponiéndolas a la luz ultravioleta (de ahí la ventanita que suelen incorporar este tipo de circuitos), de manera tal que estos rayos atraen los elementos fotosensibles, modificando su estado. Las EPROM se programan insertando el chip en un programador de EPROM. Y aplicando en un pin especial de la memoria una tensión entre 10 y 25 Voltios durante aproximadamente 50 ms, según el dispositivo, al mismo tiempo se direcciona la posición de memoria y se pone la información a las entradas de datos. Este proceso puede tardar varios minutos dependiendo de la capacidad de memoria.

La memoria EPROM, se compone de un arreglo de transistores MOSFET de Canal N de compuerta aislada. En la figura se observa el transistor funcionando como celda de memoria en una EPROM. – Vista de la Ventanita de una EPROM

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 137 Celda de memoria de una EPROM Las EPROMs también emplean como transistores de puerta dual o FAMOS (Floating Gate Avalanche-Injection Metal-Oxide Semiconductor) de cargas almacenadas.

Estos transistores son similares a los transistores de efecto de campo (FETs) canal-P, pero tienen dos compuertas. La compuerta interior o flotante esta completamente rodeada por una capa aislante de dióxido de silicio; la compuerta superior o compuerta de control es la efectivamente conectada a la circuitería externa.

Inicialmente, la puerta flotante esta descargada, y el transistor se comporta como un transistor MOS normal. No obstante, mediante un equipo programador, se puede acumular carga en la puerta flotante aplicando una sobre tensión a la puerta y al drenador del transistor. Esta acumulación de electrones en la segunda puerta tiene el efecto de aumentar el umbral del transistor a un valor tal que no conduce aunque se direccione la celda. Así pues la cantidad de carga eléctrica almacenada sobre la compuerta flotante determina que el bit de la celda contenga un 1 o un 0.

FAMILIA MOS

Los transistores de la tecnología MOS (Metal Oxide Semiconductors) son transistores de efecto de campo a los que llamamos MOSFET, la gran mayoría de los circuitos integrados digitales MOS se fabrican solamente con este tipo de transistores.

El MOSFET tiene varias ventajas: es muy simple, poco costoso, pequeño y consume muy poca energía. Los dispositivos MOS ocupan mucho menos espacio en un CI que los BJT, un MOSFET requiere de 1 milésimo cuadrado del área del CI mientras que un BJT ocupa 50 milésimos del área del CI. Esta ventaja provoca que los circuitos integrados MOS estén superando por mucho a los bipolares en lo que respecta a la integración a gran escala (LSI, VLSI). Todo esto significa que los CI MOS pueden tener un número mucho mayor de elementos en un solo substrato que los circuitos integrados bipolares.

La velocidad de este tipo de tecnología es relativamente lenta cuando se compara con los BJT, esto se puede considerar como una de sus principales desventajas.

Los CI digitales MOS utilizan exclusivamente MOSFET de incremento, además nos interesa utilizarlos solamente como interruptores al igual que se usan los BJT en la familia TTL.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 138 En los MOSFET canal N, el voltaje de la compuerta a la fuente VGS es el voltaje que determina si el dispositivo esta en ENCENDIDO o en APAGADO. Cuando VGS = 0 V, la resistencia del canal es muy alta de 1010 , o sea, que no existe un canal conductor entre la fuente y el drenaje ya que para propósitos prácticos esto es un circuito abierto. Mientras VGS sea cero o negativo el dispositivo permanecerá apagado. Cuando VGS se hace positivo, en particular un valor mayor al voltaje de umbral (VT) que por lo general es de 1.5 V, el MOSFET conduce. En este caso el dispositivo esta encendido y la resistencia del canal entre la fuente y el drenaje es de 1 k . El MOSFET canal P opera exactamente igual excepto que emplea voltajes de polaridad opuesta. Para encender los P-MOSFET, debe aplicarse un voltaje VGS negativo que exceda VT. Los circuitos integrados P-MOS y N-MOS tiene una mayor densidad de integración por lo que son más económicos que los CMOS. Los N-MOS son más comunmente utilizados que los P-MOS, ya que son dos veces más rápidos y tienen cerca de dos veces la densidad de integración de los P-MOS. En las siguientes figuras se muestran un inversor N-MOS, una NAND N-MOS y una NOR N-MOS. En el circuito del inversor tenemos que Q1 siempre esta en el estado de encendido y actúa como una resistencia de carga RENC = 100 k . El transistor Q2 cambiara a apagado o encendido en respuesta al voltaje de entrada VEN. Con VEN = 0 V, Q2 está apagado con VEN = 5 V. Q2 esta encendido y el voltaje de salida está en su nivel BAJO. En la compuerta NAND Q1 actúa como una resistencia de carga, mientras que Q2 y Q3 son los interruptores controlados por las entradas A y B. Si A o B esta en su nivel BAJO (0V), el transistor está apagado y X esta en su nivel ALTO (+5 V). Cuando A y B están en 1 lógico, Q2 y Q3 están encendidos de modo que X esta en un 0 lógico. La compuerta NOR utiliza Q2 y Q3 como interruptores paralelos con Q1. Cuando A o B esta en 1 lógico, el MOSFET correspondiente esta encendido, lo que provoca en la salida un nivel BAJO. Sólo cuando ambas entradas estan en 0 V, Q2 y Q3 estan apagados y la salida es ALTA. CARACTERÍSTICAS DE LOS CIRCUITOS MOS Velocidad de Operación 50 ns. Margen de Ruido 1.5 V Factor de Carga 50 Consumo de Potencia 0.1 mW Como podemos ver los circuitos MOS tiene algunos aspectos mejores y otros peores en comparación con los TTL o los ECL. El tiempo de retardo tan alto se debe a la alta resistencia de entrada que tienen estos dispositivos y a la capacitancia de entrada

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 139 razonablemente alta. Los MOS consumen muy pequeñas cantidades de potencia por lo que son ampliamente utilizados para el LSI y el VLSI, donde se guardan grandes cantidades de compuertas en un solo encapsulado sin ocasionar sobrecalentamiento. Otro aspecto favorable es que los MOS son muy simples de fabricar, no requiere de otros elementos como resistencias o diodos. Esta característica y su bajo consumo de potencia son la causa de su gran auge en el campo digital. La familia lógico MOS tiene una característica que no se había tomado en cuenta en las familias anteriormente estudiadas, la sensibilidad estática. Esto es, que los dispositivos MOS son sensibles a daño por electricidad estática. Al grado de que las mismas cargas almacenadas en el cuerpo humano pueden dañarlos. La descarga electrostática provoca grandes pérdidas de estos dispositivos y circuitos electrónicos por lo que se deben tomar medidas especiales como: conectar todos los instrumentos a tierra física, conectarse a sí mismo a tierra física, mantener los CI en una esponja conductora o en papel aluminio; todo esto para evitar cargas electrostáticas que puedan dañar los dispositivos MOS.

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CIRCUITOS LOGICOS MOS COMPLEMENTARIOS

La familia CMOS utiliza MOSFET de canales P y N en el mismo circuito para obtener una mayor velocidad de operación y un menor consumo de potencia. El problema de los CMOS es la elevada complejidad del proceso de fabricación y su pequeña densidad de integración..

Sin embargo, la lógica CMOS tiene una mayor densidad de integración y el proceso de fabricación es más simple que la familia TTL.

En las figuras se representan los P-MOSFET y los N-MOSFET con unos bloques marcados con P y N respectivamente. El inversor CMOS tiene dos MOSFET en serie de modo que el dispositivo con canal P está conectado a +VDD y el de canal N esta conectado a tierra. Cuando tenemos VENT = +VDD la compuerta de Q1 esta en 0V, esto quiere decir que Q1 está apagado. La compuerta Q2 estará en +VDD, de esta manera Q2 esta encendido. En el caso donde VENT = 0 V, Q1 esta encendido y Q2 apagado produciendo un voltaje de salida de aproximadamente + VDD.

La compuerta NAND está formada por la adición de un P-MOSFET en paralelo con un N- MOSFET en serie al inversor básico. Puede observarse entonces, que la única vez que una salida BAJA ocurrirá es cuando las entradas sean ambas ALTAS para encender los MOSFET de canal N.

Para una compuerta NOR CMOS necesitamos agregar un P-MOSFET en serie y un N- MOSFET en paralelo al inversor básico. Cuando tenemos un 0 lógico en cualquier entrada enciende P-MOSFET y apaga N-MOSFET, y viceversa para una entrada ALTA.

10.4 TALLER

1. En un transistor NJFET con IDSS=10mA y VP = – 5 V se mide una intensidad de drenaje ID = 1mA. Hallar cuánto vale la tensión VGS si se admite que trabaja en la región de saturación. Hallar la tensión de alimentación E mínima para que el transistor trabaje en saturación. 2. En el circuito de la figura, se pide:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 141 1.- La tensión VGS si se admite que el transistor está en saturación.

2.- Si VIN = 5V, calcular cuánto vale VDS.

Datos del transistor: IDSS = 5mA; VP= – 3V 3. Sea el circuito de la figura formado por un transistor NJFET y una resistencia. Se pide:

1.- Indicar la región de funcionamiento del transistor.

2.- Calcular el punto de operación del transistor.

3.- Si se cambia la resistencia por otra de valor 1k, hallar el nuevo punto de operación del transistor.

Datos del transistor: IDSS = 2mA; VP= – 3V 4. El transistor NJFET de la figura tiene una IDSS=12mA y VP=-4V. Determinar el valor mínimo de E para que el transistor trabaje en la región de saturación.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 142 5. Calcular los valores de VDS y VGS del transistor de la figura si se admite que ID=5mA. 6. Determinar el punto de operación del transistor FET de la figura suponiendo que se encuentra en zona de saturación.

Datos: IDSS=5mA VP=-4V 7. Hallar el punto de operación del transistor de la figura. Datos: IDSS=15mA; VP=-10V

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO 143 8. En el circuito de la figura, calcular la resistencia de entrada RIN y la tensión de salida VOUT