Osciladores

2. Marco teórico
3. Prácticas
4. Conclusión
5. Referencias documentales

INTRODUCCIÓN

En concordancia con los reglamentos de evaluación del rendimiento estudiantil de los colegios universitarios en sus artículos 28 y 29, se presenta este trabajo especial para la recuperación del índice académico ( R.I.A. ) que constituye un requisito para pasar las fronteras y alcanzar una de las anheladas metas del transcurrir de los individuos por estas dimensiones, exponiendo de este modo en estos trabajos las técnicas y métodos adquiridos durante el proceso de aprendizaje y enseñanza de la carrera en si.

Sobre el tema desarrollado hemos tratado de ahondar cada uno de los aspectos desde sus atribuciones mas sencillas hasta las mas complejas, sus diversas aplicaciones desde sus orígenes hasta sus actuales desempeños, teniendo en cuenta que a la hora de culminar el presente trabajo el mundo de la tecnología sigue avanzando minuto a minuto detrás del pensamiento humano y este tema sin duda alguna no es la excepción puesto que sus funciones se adaptan a los extensos campos de la tecnología de hoy. Y es que estamos describiendo el apasionante mundo de los osciladores.

CAPITULO I

MARCO TEORICO

1.1 Teoría de los Osciladores Sinusoidales

Para construir un oscilador sinusoidal necesitamos emplear un amplificador con realimentación positiva. La idea es utilizar la señal de realimentación en lugar de la señal habitual de entrada del amplificador. Si la señal de realimentación es lo suficientemente grande y tiene la fase correcta, habrá una señal de salida, incluso cuando no exista una señal de entrada externa. En otras palabras, un oscilador es un amplificador modificado por la realimentación positiva para proporcionar su propia señal de mirada.

1.2 Tensión de Arranque

¿De dónde surge la tensión de arranque de un oscilador? Toda la resistencia contiene algosos electrones libres. Debido a la temperatura ambiente, éstos se mueven al azar en direcciones diferentes y generan una tensión de ruido en la resistencia. El movimiento es tan aleatorio que contiene frecuencias por encima de los 1.000 GHz. Podemos considerar cada resistencia como un generador de pequeña señal que produce todas las frecuencias

Cuando encendemos la fuente de alimentación, las únicas señales en el sistema son las tensiones de ruido generadas por las resistencias. Éstas son amplificadas y aparecen en los terminales de salida. El ruido amplificado excita el circuito resonante de realimentación. En un diseño podemos hacer el desplazamiento de fase a través del lazo igual a 0 grados a la frecuencia de resonancia. Por encima y por debajo de ésta, el desplazamiento de fase tiene un valor diferente de 0 grados. De esta manera se tienen oscilaciones en una sola frecuencia, la frecuencia de resonancia del circuito de realimentación.

1.3 El Oscilador en Puente de Wien

El oscilador en puente de Wien es un circuito oscilador típico tanto para pequeñas frecuencias como para frecuencias moderadas, en el rango de 5 Hz a 1 MHz. Se usa casi siempre en los generadores de audio comerciales y también se prefiere, generalmente, en otras aplicaciones de pequeñas frecuencias.

1.4 Circuito de retardo

Utilizando números complejos, la ganancia de tensión del circuito de desacoplo de la Figura #1, resulta:

=

Esta ecuación da lagar a ana magnitud cuyo modula es:

=

y el ángulo de fase, Ф=arctan donde Ф es el бngulo de fase entre la salida y la entrada.

Ha de tenerse en cuenta el signo menos en la ecuación de la fase. Significa que la tensión de salida está atrasada con respecto a la de entrada, como se ve en la Figura #1. Debido a ello, a un circuito de desacoplo se le llama también circuito de retardo. En tu Figura #1 el semicírculo muestra las posiciones posibles del fasor de la tensión de salida. Este hecho implico que el fasor de salida puede atrasar la tensión de entrada en un ángulo comprendido entre O grado y -90 grado.

1.5 Circuito de adelanto

En tu Figura #2 se observa un circuito de acoplo. Utilizando números complejos, la ganancia de tensión en este circuito resulto ser:

=

Y un ángulo, de fase Ф = arctan . Donde Ф es el бngulo de fase entre la salida y la entrada.

Observe que el ángulo de fase es positivo, por lo que la tensión de salida está adelantada con respecto a la tensión de entrada, como se pande apreciar en la Figura #3. Debido a este hecho, a un circuito de acoplo también se le llama circuito de adelanto. En la Figura #3, el semicírculo muestra las posiciones posibles del fasor de la tensión de salida, lo que implica que el fasor de la salida pueda adelantar la tensión de entrada en ángulo comprendido entre 0 y 90 grados.

Los circuitos de acoplo y desacoplo constituyen ejemplos de circuitos con desplazamientos de fase. Estos circuitos desplazan la fase de la señal de salida ya sea positivamente (adelanto) o negativamente (retardo) con respecto a la señal de entrada, Los osciladores sinusoidales siempre utilizan algún tipo de circuito con desplazamiento de fase para producir oscilación u una frecuencia.

1.6 Circuito de retardo – adelanto

El oscilador en puente de Wien utiliza un circuito de realimentación que se denomina circuito de retardo-adelantado (Fig. #3). A muy bajas frecuencias, el condensador en serie se comporto como un circuito abierto y no hay señal de salida. A muy altas frecuencias, el condensador en paralelo se comporta como un cortocircuito, y no hay salida. Entre estos extremos, la tensión de salida del circuito de retardo-adelanto alcanza un valor máximo (Fig. #3b). La frecuencia donde la salida es máxima se llama frecuencia de resonancia. A esta frecuencia, la fracción de realimentación alcanza un valor máximo de .

En la Figura #3c se observa el ángulo de la tensión de salida con respecto a la de entrada. A muy bajas frecuencias la fase es positiva (adelanta), pero a muy altas frecuencias la fase es negativa (retardo). En la zona media hay una frecuencia de resonancia f, donde el desplazamiento de fase es de 0 grados. En la Figura #3d se presenta el diagrama fasorial de las tensiones de entrada y de salida. El extremo del fasor puede estar en cualquier lugar del círculo punteado. En consecuencia, la fase puede fluctuar entre +90 y -90 grados.

El circulo de retardo-adelanta de la Figura #3a actúa como un circuito resonante. A la frecuencia de resonancia f, a fracción de realimentación alcanza en valor máxima de y el ángulo de fase es igual a 0 grados. Por debajo y par encima de la frecuencia de resonancia, la fracción de realimentación es menor de y el ángulo dé fase ya no es igual a 0 grados.

1.7 Forma de funcionamiento

La Figura #4a muestra un oscilador en puente de Wien. Utiliza realimentando positiva y negativa al existir dos trayectorias de realimentación. Hay una trayectoria de realimentación positiva desde su salida, a través del circuito de retardo-adelanto hasta la entrada no inversora. También hay una trayectoria para la realimentación negativa desde la salida, a través del divisor de tensión hasta la entrada inversora.

Al inicio hay mas realimentación positiva que negativa. Este hecho contribuye a que las oscilaciones se incrementen cuando la fuente de alimentación se enciende. Después de que la señal de salida alcanza el nivel deseado, su realimentación negativa reduce la ganancia en lazo a 1. ¿Cómo sucede esto? En el instante de encendido, la lámpara de tusgsteno tiene una resistencia baja y la realimentación negativa es pequeña. Por esta razón, la ganancia en lazo es mayor que 1 y las oscilaciones pueden incrementarse hasta la frecuencia de resonancia. A medida que las oscilaciones se incrementan, la lámpara de tusgsteno se calienta ligeramente y su resistencia aumenta. En la mayoría de los circuitos, la corriente a través de la lámpara no es suficiente para hacer que se ponga incandescente, pero si para incrementar su resistencia. Para un determinado nivel de la tensión de salida, la lámpara de tungsteno tiene una resistencia exactamente de R. En este pauto, la ganancia de tensión en lazo cerrado desde la entrada no inversora a la salida disminuye a

Alc = + + 1 = + 1 = 3

Como el circuito de adelanto-retardo tiene una B de , la ganancia en lazo es: A lc B= 3(1/3) = 1

La ganancia de tensión en lazo cerrado desde la entrada no inversora hasta la salida es mayor que 3 cuando la alimentación se enciende. Debido a esto, A lc B es mayor que 1 inicialmente. A medida que las oscilaciones se incrementen, el valor de pico a pico de la salida se hará lo suficientemente grande como para incrementar la resistencia de la lámpara de tungsteno. Cuando su resistencia es igual a R, la ganancia en lazo A lc B es exactamente igual a 1: En este punto, las oscilaciones se hacen estables y la tensión de salida tiene un valor pico a pico constante.

1.8 Condiciones Iniciales

En el momento de encendido, la tensión de salida es nula y la resistencia de la lámpara de tungsteno es menor que R, como se ve en la Figura #4b. Cuando la tensión de salida se incrementa, la resistencia de la lámpara aumenta como se observa en la gráfica. Para una tensión y V tiene una resistencia de R. Este dato significa que A lc tiene un valor de 3 y la ganancia de lazo se hace 1. Cuando esto sucede, la amplitud de la salida se estabiliza y permanece constante.

1.9 Amplificador con desplazamiento de fase

El desplazamiento de fase alrededor del lazo tiene que ser de 0 grados, de otra manera, el circuito no oscilará. En un oscilador en puente de Wien, el desplazamiento de fase del circuito de adelanto-retardo es igual a 0 grados cuando el oscilador tiene una frecuencia de:

1

Fr= ———-

2ttRC

Por eIlo, podemos ajustar la frecuencia variando el valor de R o de C, lo que se supone que el desplazamiento de fase es muy pequeño, idealmente 0 grados, Dicho de otra forma, el amplificador debe tener una frecuencia de corte muy por encima de la frecuencia de resonancia. Así, el amplificador no introduce un desplazamiento de fase adicional. Si el amplificador introdujera un desplazamiento de fase, la simple fórmala f, = l/ (2ttRC) deberá tomarse como una aproximación.

1.10 Filtro de ranura

La Figura #5 muestra otra manera de dibujar el oscilador en puente de Wien. El circuito de retardo-adelanto es el lazo izquierdo de un puente, y el divisor de tensión el lado derecho. Este puente, llamado puente Wien, se usa en otras aplicaciones además de en los osciladores. La tensión de error es la salida del puente. Cuando el puente está ajustado, la tensión de error es aproximadamente nula.

1.11 Otros osciladores RC

Aunque el oscilador en puente de Wien es el más habitual para frecuencias inferiores a 1 MHz, ocasionalmente se verán osciladores RC diferentes. Este apartado estudia otros dos diseños básicos, llamados oscilador

En doble T y oscilador de desplazamiento de fase.

1.12 Oscilador en doble T

La Figura #6, es un filtro en doble T. Un análisis matemático de este circuito indica que actúa como un circuito de retardo-adelanta, con un desfase como el que se ve en la Figura #6b. También en esta casa hay una frecuencia f, en la cual el desplazamiento de fase es igual a 0 grado. La Figura #6c muestra que la ganancia de tensión es igual a 1 para frecuencias bajas y altas. En zona media hay una frecuencia f, en la que la ganancia de tensión es prácticamente cero (del orden de 0,0011), El filtro en doble T es otro ejemplo de filtro de ranura porque puede cortar o bloquear las frecuencias cercanas a f. La frecuencia de resonancia del filtro está dada por la conocida ecuación:

fr =

La Figura #7 muestra un oscilador en doble T. La realimentación positiva se realiza a través del divisor de tensión a la entrada no inversora. La realimentación negativa se llena a cabo a través del filtro en doble T. Cuando inicialmente se conecto la alimentación, la resistencia de la lámpara R1 es pequeña y la realimentación positiva es máxima. A medida que las oscilaciones se incrementan, aumenta la resistencia de la lámpara y la realimentación positiva disminuye. Según va decreciendo la realimentación, las oscilaciones se nivelan y se hacen constantes. De esta manera, la lámpara estabiliza el nivel de la tensión de salida.

En el filtro en doble T la resistencia R/2 es variable. Es necesario que sea así, ya que el circuito oscilo u una frecuencia ligeramente diferente de la frecuencia de resonancia teórica de la Ecuación (#3). Para asegurarse de que la frecuencia de oscilación sea muy cercana a la frecuencia del filtro de ranura, el divisor de tensión debe tener una R1, mucho mayor que R2. A manera de guía, R1/R2 está en el intervalo de 10 a 1.000, lo que obliga al oscilador a funcionar a una frecuencia cercana a la del filtro.

Aunque de cuando en cuando se utiliza, el oscilador en doble T no es un circuito muy popular porque trabaja muy bien sólo a una frecuencia, es decir, no se puede ajustar fácilmente en un intervalo grande de frecuencias, como se puede hacer con el oscilador en puente de Wien.

1.13 Oscilador de desplazamiento de fase

La Figura #8A es un oscilador de desplazamiento de fase, con tres circuitos de adelanto en el camino de realimentación. Como recordara, un circuito de adelanto produce un desplazamiento de fase entre 0’ y 90’, dependiendo de lo frecuencia. Por consiguiente, en alguna frecuencia el desplazamiento de fase total de los tres circuitos de adelanto es igual a 180’ (aproximadamente 60’ cada uno de ellos). El amplificador tiene un desplazamiento de fase adicional de 180’ debido a que la señal carita la 4 entrada inversora. Así pues, el desplazamiento de fase alrededor del lazo será de 360’, equivalente a 0’. Si AB es mayor que 1 en esta frecuencia particular, se pueden originar oscilaciones.

La Figura #8b muestra un diseño alternativo. Emplea tres circuitos de retardo. El funcionamiento es similar. El amplificador produce 180’ de desplazamiento de fase y los circuitos de retardo contribuyen con otros 180’ a una determinada frecuencia. Si AB es mayor que 1 en esta frecuencia, puede haber oscilaciones.

El oscilador de desplazamiento de fase no es un circuito popular. De nuevo, el problema principal es que no se puede ajustar fácilmente en un rango amplio de frecuencias. La razón de introducirlo está en que se puede construir accidentalmente un oscilador de desplazamiento de fase cuando se intento hacer un amplificador.

1.14 El Oscilador Colpitts

Aunque es excelente a frecuencias bajas, el oscilador en puente de Wien no es adecuado cuando funciona a frecuencias altas (por encima 1 MHZ). El principal problema es el desplazamiento de fase a través del amplificador. Este desplazamientos se suma al ocasionado por el circuito de retardo-adelanto y hace que la resonancia se produzca muy lejos de la frecuencia de resonancia teórica, Una alternativa es un oscilador LC, un circuito que se puede usar para frecuencia entre 1 y 500 MHz. Et intervalo de las frecuencias está muy alejada de la frecuencia típica de mayoría de los amplificadores operacionales, por lo que generalmente utiliza como amplificador un transistor bipolar o un FET.

Con un amplificador y un circuito tanque LC. podemos realimentar una señal con la amplitud y fase adecuadas para mantener las oscilaciones. El análisis y el diseño de los osciladores de alta frecuencia es complicado. ¿Por qué? Debido a las altas frecuencias, las capacidades parásitas y las inductancias de los terminales de conexión son muy importantes al determinar la frecuencia de oscilación, la fracción de realimentación, potencia de salida y otras características propias de la corriente alterna. Por ello, la mayoría de las personas utiliza aproximaciones para un diseño inicial y ajusta la construcción del oscilador tanto como sea necesario para obtener el comportamiento deseado.

1.15 Oscilador Colpltts con FET

La Figura #9 es un ejemplo de un oscilador Colpitss con FET, en el cual la señal de realimentación se aplica a la puerta. Puesto que la puerta tiene una resistencia de entrada grande, el efecto sobre el circuito tanque es mucho menor que con un transistor bipolar. En otras palabras, la aproximación C = , es más exacta con un FET porque la impedancia vista en la puerta es mayor. La condición de arranque para este oscilador con FET es A >

En un oscilador con FET, la ganancia de tensión en baja frecuencia gmrd. Por encima de la frecuencia de corte del amplificador con FET, la ganancia de tensión disminuye. En la Ecuación A > , A es la ganancia la frecuencia de oscilación. En general, trate de conservar la frecuencia de oscilación menor que la frecuencia de corto del amplificador con FET. Si no fuese así, el desplazamiento de fase adicional a través del amplificador puede evitar que el oscilador arranque.

1.16 El oscilador Armstrong

La Figura #10a es un ejemplo de oscilador Armstrong. En este circuito el colector excita un circuito tanque resonante LC. La señal de realimentación se toma de un devanado secundario pequeño y se lleva a la base. Hay un desplazamiento de fase de 180’ en el transformador, lo que significa que el desplazamiento de fase alrededor del lazo es cero. Ignorando el efecto de carga de la base, la fracción de realimentación es B = . Donde M es la inductancia mutua y L es la inductancia del primario. Para que el oscilador Armslrong arranque, la ganancia de tensión debe ser mayor que 1/B.

Un oscilador Armstrong utiliza un transformador de acoplo para realimentar la señal. Esta es la manera de reconocer variaciones de este circuito básico. Al devanado del secundario algunas veces se le conoce como Bobina de compensación, pues realimenta la señal que mantiene las oscilaciones. La frecuencia de resonancia está dada por la ecuación fr = , empleando la L y C mostradas en la figura #10a. En general, no se considera de mucha utilidad el oscilador Armstrong, debido a que la mayoría de los diseñadores evitan en lo posible los transformadores.

1.17 El oscilador Hartley

La figura #10b es un ejemplo de un oscilador Hartley. Cuando el circuito tanque LC está resonando, la corriente circula a través de L1 en serie con L2. Así, la L equivalente que se usa en la ecuación fr = es L = L1 + L2

En un oscilador Hartley, la tensión de realimentación se genera mediante el divisor de tensón inductivo, formado por L1 y por L2. Puesto que la tensión de salida aparece en bornas de L1 y la tensión de realimentación en bornas de L2, la fracción de realimentación es B = .

Como es usual, esta ecuación ignora los efectos de carga de la base. Para que las oscilaciones comiencen, la ganancia de tensión debe ser mayor que 1/B.

Frecuentemente, un oscilador Hartley utiliza una sola bobina con toma intermedia en lugar de dos bobinas separadas. Otra versión envía la señal de realimentación al emisor en lugar de a la base. Asimismo, se puede emplear un FET en lugar de un transistor bipolar. La señal de salida puede ser con acoplamiento capacitivo o acoplamiento electromagnético.

1.18 El oscilador Clapp

El oscilador Clapp de la Figura #10c es un oscilador Colpitts depurado. El divisor capacitivo de tensión produce la señal de realimentación como antes. Un condensador adicional de pequeño valor C3 está en serie con la bobina. Como la corriente del circuito tanque circula a través de C1, C2 y C3 en serie, la capacidad equivalente que se usa para calcular la frecuencia de resonancia es C =

En un oscilador Ctapp, C3 es mucho menor que C1 y C2, Por ello, C es aproximadamente igual a C3 y la frecuencia de resonancia viene dada por fr =

¿Por qué es importante esto? Debido a que C1 y C2 están en paralelo con el transistor y las capacidades parásitas. Estas últimas alteran los valores de C1 y C, ligeramente. En un oscilador Colpitts, la frecuencia de resonancia depende, por ello, del transistor y de las capacidades parásitas. Pero en un oscilador Clapp, el transistor y las capacidades parásitas no tienen efecto sobre C3, así que la frecuencia de oscilación es más estable y exacta. Por eso, ocasionalmente el lector encontrará que se usa el oscilador Clapp en lugar del oscilador Colpitts.

1.19 El oscilador de cristal

Cuando son importantes la exactitud y estabilidad de la frecuencia de oscilación, se utiliza un oscilador ile cristal de cuarzo. En la Figura 22-16d, la señal de realimentación se toma de un condensador. El cristal (abreviado XTAL) actúa como una bobina grande en serie con un pequeño condensador (similar al Clapp). Por tal motivo, la frecuencia de resonancia casi no es afectada por el transistor y las capacidades parásitas.

1.20 Cristales de Cuarzo

Algunos cristales encontrados en la naturaleza presentan el efecto piezoeléctrico. Cuando se aplica a una tensión alterna a través de ellos, vibran a la frecuencia de la tensión aplicada. De manera inversa, si mecánicamente se les obliga a que vibren, generan una tensión alterna de la misma frecuencia. Las principales sustancias que producen el efecto piezoeléctrico son el cuarzo, las sales de Rochelle y la turmalina.

Las sales de Rochelle tienen la mayor actividad piezoeléctrica. Con una tensión alterna duda, vibran más que el cuarzo o la turmalina. Mecánicamente, son las más débiles porque se quiebran muy fácilmente Estas sales se han empleado para hacer micrófonos, agujas fonocaptoras, audífonos y altavoces. La turmalina muestra actividad piezoeléctrica mínima, pero es la más resistente de las tres. Es también la más cara. Ocasionalmente se usa en frecuencias muy altas. El cuarzo ocupa un lugar intermedio entre la actividad piezoeléctrica de las sales de Rochelle y la dureza de la turmalina. Debido a su coste y su disponibilidad en la naturaleza, se utiliza ampliamente para hacer osciladores de RF y filtros.

1.21 Cortes del cristal

La forma natural del cristal de cuarzo es un prisma hexagonal con pirámides en sus extremos (Fig. #11a). Para tener un cristal útil, debemos cortar una lámina rectangular del cristal natural. La Figura #11b muestra una lámina con un espesor t. El número de láminas que podemos obtener de un cristal depende de su tamaño y del ángulo de corle.

Hay diferentes formas de cortar el cristal natural. Los cortes tienen nombres como corte X, corte XY y corte AT. Para nuestra aplicación, lo único que necesitamos saber es que los cortes tienen diferentes propiedades piezoeléctricas. Los catálogos de los fabricantes son, generalmente, la mejor fuente de información de los diferentes cortes y sus propiedades.

Para utilizarla en circuitos electrónicos, la lámina debe montarse entre dos placas de metal, como se ve en la Figura #11c. En este circuito la vibración del cristal depende de la frecuencia de la tensión aplicada. Al cambiar la frecuencia podemos encontrar frecuencias de resonancia a las cuales las vibraciones del cristal alcanzan un punto máximo. Puesto que la energía de las vibraciones debe ser proporcionada por un generador de señal, la corriente es máxima en cada frecuencia resonante.

1.21 Frecuencia fundamental y sobretonos

Casi siempre el cristal se corta y se monta para vibrar adecuadamente en una de sus frecuencias de resonancia, generalmente la frecuencia fundamental o frecuencia mínima. Las frecuencias de resonancia mayores, llamadas sobretonos, son múltiplos casi exactos de la frecuencia fundamental. Por ejemplo, un cristal con una frecuencia fundamental de 1 MHz tiene un primer sobretono aproximadamente de 2 MHz, un segundo sobretono aproximadamente de 3 MHz, y así sucesivamente.

La fórmula de la frecuencia fundamental de un cristal es f = donde K es una constante que depende del corte y otros factores, y t es el espesor del cristal. Es obvio que la frecuencia fundamental es inversamente proporcional al espesor. Por esta razón, hay un límite práctico para la frecuencia más alta que se puede alcanzar. Cuanto más delgado sea el cristal, más frágil es y mayor probabilidad hay que se rompa debido a las vibraciones.

Los cristales de cuarzo trabajan adecuadamente hasta los 10 MHz de frecuencia fundamental. Para lograr frecuencias más titas, podemos emplear un cristal que vibre en los sobretonos. De esta forma, podemos alcanzar frecuencias de hasta 100 MHz. Ocasionalmente, la turmalina, más cara, pero más resistente, se emplea a frecuencias mayores.

1.22 Circuito equivalente para señal

¿Cómo se comporta el cristal ante una señal alterna? Cuando el cristal de la Figura #12a no está vibrando, es equivalente a una capacidad Cm por estar compuesto de dos placas de metal separadas por un dieléctrico. Cm, recibe el nombre de capacidad del encapsulado.

Cuando el cristal está vibrando, el circuito equivalente se hace más interesante. Un cristal que vibra actúa como un circuito sintonizado. En la Fig. #12b se observa el circuito equivalente para señal alterna de un cristal que vibra u su frecuencia fundamental o cerca de ella. Los valores característicos son L en henrios, Cs en fracciones de picofaradio, R en cientos de ohmios y C» en picofaradios. Por ejemplo, disponemos de un cristal cuyos valores son los siguientes: L = 3 H, Cs = 0,05 pF, R = 2 kΏ y Cm = 10 pF. Entre otras cosas, el corte, el espesor y el montaje de la lαmina influyen en esos valores.

1.23 Estabilidad del cristal

La frecuencia de un oscilador tiende a cambiar ligeramente con el tiempo. Esta deriva se debe a la temperatura, el envejecimiento y otras causas. En un oscilador de cristal, la deriva de la frecuencia con el tiempo es muy pequeña, generalmente menor que 1 ppm (parte por millón) o 0,0001 por 100 por día. Una estabilidad como esta es importante en relojes electronicos debido a que utilizan osciladores de cristal de cuarzo como dispositivo básico de temporizador.

Al utilizar osciladores de cristal en hornos de temperatura controlada, los osciladores tienen una deriva de frecuencia menor que 1 parte por 10 a la 10 por día. Una estabilidad como ésta es necesaria en estándares de frecuencia y de tiempo. Para tener una idea de tu precisión de 1 parte por 10 a la 10 recordemos que un reloj con esta deriva tardaría 300 años en adelantarse o retrasarse un segundo.

1.24 Osciladores de cristal

En síntesis, éstos son diferentes diseños con cristales de cuarzo. La Figura #13a es un oscilador Colpitts con cristal. El divisor de tensión capacitivo produce la tensión de realimentación en tu base del transistor. El cristal actúa como una bobina que resuena con C1 y C2. La frecuencia de oscilación está entre los valores de resonancia en serie y en paralelo. La Figura #13b es una variante del oscilador Colpitts con cristal. La señal de realimentación se aplica al emisor en lugar de a la base. Esta variación permite que el circuito trabaje a una frecuencia de resonancia mayor. La Figura #13c es un oscilador Ctapp con FET. La finalidad es mejorar la estabilidad de la frecuencia al reducir el efecto de tas capacidades parásitas. La Figura #13d es un circuito que se llama oscilador Pierce con cristal. Su ventaja principal es la simplicidad.

1.25 Oscilaciones no deseadas

Los osciladores pueden resaltar frustrantes. Algunas veces, cuando se quiere construir un oscilador, se obtiene un amplificador debido a que la ganancia en lazo es menor que 1 a la frecuencia de resonancia. Finalmente, después de varios intentos se logra que el circuito oscile. Por otro lado, cuando se intenta construir un amplificador, frecuentemente se obtiene un circuito que oscilo. Ambos resultados no deseados son experiencias comunes a técnicos e ingenieros.

1.26 Oscilaciones en baja frecuencia

Véase la Figura #14a, Es un amplificador de tres etapas con ganancia total de A1A2A3. Además, no se tiene camino de realimentación de la salida a la entrada. En consecuencia, el circuito no puede oscilar. ¿Cierto? ¡Falso! Existe una trayectoria invisible de realimentación que está produciendo realimentación-positiva. Cuando la señal de realimentación tiene la amplitud y la fase adecuadas, cualquier amplificador producirá oscilaciones no deseadas.

El ronroneo es un sonido que proviene de un altavoz conectado a un amplificador como el de la Figura #14a. Este sonido representa oscilaciones de muy baja frecuencia, de unos cuantos Hz. El camino de realimentación es debido a la fuente de alimentación. En teoría, la fuente se encuentra conectada a masa para señal alterna. Pero en una segunda aproximación se sustituye por una fuente de tensión ideal en serie con una resistencia Thévenin, como se observa en la Figura #14b. Esta resistencia puede ser extremadamente pequeña, pero no nula. Debido a la resistencia de alterna Thévenin, la línea de alimentación no está completamente a masa para alterna. En otras palabras, parte de la tensión de salida amplificada en la última etapa aparece en bornas de Rth (Fig. #14c). Esta pequeña tensión de realimentación excita el divisor de tensión formado por R1 y por R2. A su vez, la señal alterna que cae en R2 aparece en la base del primer transistor.

La frecuencia de oscilación está determinada por los circuitos de adelanto en el amplificador y la reactancia de la fuente de alimentación. Para una frecuencia por debajo de la banda central del amplificador, el desplazamiento de fase producido por los circuitos de adelanto y la reactancia de la fuente de alimentación es exactamente 0 grados. Si la ganancia en lazo AB es mayor que 1 a esta frecuencia, se produce el ronroneo, un sonido diferente y peculiar.

¿Cómo se evita el ronroneo? Hay quien conecta un condensador de desacoplo a la línea de la fuente de alimentación. La idea es reducir la impedancia de Thévenin a un valor pequeño. Pero generalmente no funciona. La mejor solución es utilizar una fuente de alimentación con una resistencia Thévenin extremadamente pequeña. De esta manera, la tensión de realimentación es demasiado pequeña como para permitir oscilaciones. Si tiene ronroneo, se usa una fuente de alimentación regulada. Este tipo de fuente tiene una resistencia Thévenin inferior a 0,1 Ώ, algunas veces es de apenas 0,0005 Ώ.

1.27 Realimentación no deseada

Se pueden tener oscilaciones en frecuencias superiores a la banda central del amplificador. En altas frecuencias, la capacidad parásita entre la primera y última etapa puede acoplar suficientemente las tensiones de realimentación para producir oscilaciones. La Figura #15a ilustra esta idea. La conexión del colector de la salida actúa como una placa de un condensador y la conexión de la base de la entrada se comporta como la otra placa. Aunque esta capacidad de realimentación es muy pequeña, puede realimentar fácilmente una señal bastante grande para producir oscilaciones a frecuencias lo suficientemente altas.

Lo importante es que en alguna frecuencia alta, el desplazamiento de fase puede ser O grado y la ganancia en lazo puede ser mayor que 1. Por tanto, el amplificador de cuatro etapas oscila. La frecuencia exacta donde tal hecho sucede depende de la distancia entre las etapas, la longitud de las conexiones, etc. Pero hay algo seguro: el amplificador encontrará automáticamente una o más frecuencias donde oscilará.

También es posible el acoplamiento magnético entre la primera y la última etapa. El conductor de la salida que denominamos Primario en la Figura #15a puede actuar como el devanado primario de un transformador. El conductor de la entrada que llamamos Secundario puede actuar como un devanado secundario. Por ello, una señal alterna en el primario puede inducir una señal alterna en el secundario. Si la señal de realimentación es suficientemente fuerte y el desplazamiento de fase es el correcto, tendremos oscilaciones causadas por la realimentación magnética.

¿Cuál es la solución para la capacidad y la realimentación magnética no deseadas? Un primer intento es incrementar la distancia entre etapas. Esta solución disminuye ambos tipos de acoplamiento. Si no resulta práctico, se puede encerrar cada etapa en un blindaje metálico (Fig. #15b). Un blindaje como éste es común en aplicaciones de alta frecuencia, ya que bloquea campos eléctricos y magnéticos de alta frecuencia. Si el acoplamiento capacitivo es el único problema, un blindaje de protección (una placa metálica) entre etapas puede eliminar las oscilaciones de alta frecuencia (Fig. #15c).

1.28 Lazos a masa

Otra causa posible de oscilaciones en alta frecuencia es un lazo a masa, una diferencia de potencial no deseada entre dos puntos puestos a masa. En tu Figura #15c, todas las masas pura señal están teóricamente al mismo potencial. Pero, en realidad, el chasis o lo que funcione como masa tiene una impedancia muy pequeña entre puntos puestos a masa. Por ello, si corrientes alternas de la última etapa circulan a través de una parte del chasis que es utilizado por etapas anteriores, tendremos la suficiente realimentación positiva no deseada como para producir oscilaciones.

La solución al problema de los lazos a masa consiste en una adecuada distribución de las etapas. Esto evita que corrientes alternas conectadas a masa de las últimas etapas circulen por etapas anteriores. Una forma de lograrlo es utilizar un único punto a masa, como muestra la Figura #16. Cuando se emplea esta alternativa, no hay diferencia de potencial entre dos puntos puestos a masa al existir uno solo.

1.29 Oscilaciones parásitas

Las capacidades pequeñas del transistor y las inductancias de los terminales de conexión a lo largo de todo el circuito pueden formar osciladores Colpitts o Harttey no deseados. Las oscitaciones que resultan se denominan oscilaciones parásitas. Generalmente, se dan a muy altas frecuencias y son débiles, debido a que la realimentación es muy pequeña.

Las oscilaciones parásitas hacen que los circuitos actúen erráticamente. Los osciladores producen más de una frecuencia, los amplificadores operacionales tienen demasiado offset, las fuentes de alimentación tienen un rizado inexplicable, los amplificadores producen señales distorsionadas y la imagen de video presenta ruido de imagen. Un viejo truco en señales distorsionadas consiste en tocar partes del circuito de baja tensión sospechosas de tener oscilaciones parásitas. Si el problema desaparece, es casi seguro que existe este tipo de oscilaciones.

¿Cuál es la solución para evitar las oscilaciones parásitas? Se puede reducir la realimentación positiva añadiendo pequeñas resistencias a las conexiones de base de los transistores. Suele bastar 10 Ώ, pero se tienen que hacer pruebas para ver cuál es el valor más adecuado. Otra solución es colocar un núcleo de ferrita en cada conexión de la base. Éste absorbe suficiente energía en las oscilaciones parásitas y generalmente anula las oscilaciones no deseadas. En cualquier caso, la fracción de realimentación se reduce o el desplazamiento de fase se cambia lo suficiente como para que las oscilaciones parásitas desaparezcan.

1.30 Otras formas de reducir AB a la unidad

Una lámpara incandescente de baja potencia es el método corriente para reducir AB a la unidad en osciladores en puente de Wien. Existen, sin embargo, alternativas para esta lámpara. En la Figura #17a se ve un oscilador en puente de Wien con diodos para limitar la amplitud de la señal de salida. Cuando la fuente de alimentación se enciende, los diodos están cortados y la fracción de realimentación es menor que 1/3 por ser la relación R1/R2 mayor de 2. Esto permite que la señal de salida se incremente.

Una vez que se alcanza el nivel deseado, los diodos conducen en semiciclos alternos, lo cual coloca a R3 en paralelo con R1 e incrementa la fracción de realimentación a 1/3 y así la tensión de salida se estabiliza.

Algunas veces se emplean LED en lugar de diodos comunes. Este es un artificio muy ingenioso porque los LED se encienden sólo cuando el circuito está oscilando.

En la Figura #17b un diodo Zener es el elemento limitador. Cuando se conecta la fuente de alimentación, los diodos del puente están cortados y la fracción de realimentación es menor que 1/3 debido a que R1/R2 es mayor de 2. A medida que la salida se incremento, los diodos del puente están polarizados en directa, pero la tensión en el Zener no llega a la ruptura. Para ciertos niveles de salida altos, el diodo Zener entra en la zona de ruptura y el nivel de la salida se estabiliza.

En la Figura #18 se describe otro método. Esta vez se trata de un FET que, actuando como resistencia controlada por tensión, limita la amplitud de salida. En el momento de encendido, el FET tiene una resistencia mínima debido a que su tensión de puerta es cero. Por su diseño, la fracción de realimentación es menor de 1/3, de modo que la oscilación puede iniciarse. Cuando el nivel de la salida excede la tensión Zener más la caída de tensión de un diodo, tenemos una detección de pico negativo y la tensión de puerta se hace negativa. Cuando esto sucede, la rds (on) del FET se incrementa, lo que a su vez aumento la frecuencia de realimentación hasta que es igual a 1/3, estabilizándose la salida.

En la Figura #19 se muestra otro método para limitar el nivel de la salida. En este circuito, un FET se usa como resistencia controlada por tensión. La puerta del FET se conecto a la salida de un detector de pico negativo. Para cierto nivel de la salida, la tensión negativa que proviene del detector de pico incrementa la rds(on) hasta, aproximadamente, R 2. En este punto el filtro en doble 1/3 está resonando y la salida del oscilador se estabilizo.

1.31 El Temporizador 555

El temporizador 555 combina un oscilador de relajación, dos comparadores, un flip-flop RS y un transistor de descargo. Este integrado tiene muchas aplicaciones. Los diseñadores encuentran continuamente nuevos usos para este asombroso circuito integrado.

1.32 El flip-flop RS

La Figura #20a muestra un par de transistores acoplados por colector. Cada colector excita la base opuesta a través de una resistencia Rb. En un circuito como éste, un transistor está saturado y el otro está en corte. Por ejemplo, si el transistor de la derecha está saturado, su tensión de colector es aproximadamente cero. Esto supone que no hay excitación por la base del transistor de la izquierda; por tanto, está en la zona de corte y su tensión de colector se aproxima a + Vcc. Esta alta tensión produce suficiente corriente de base para mantener el transistor de la derecha en saturación.

Pero si el transistor de la derecha esta en corte, su tensión de colector lleva el transistor de la izquierda a saturación. La baja tensión de colector de este transistor mantiene entonces el transistor de la derecha en corte.

Dependiendo de qué transistor este saturado, la salida Q está en nivel bajo o en nivel alto. Añadiendo mas componentes al circuito se tiene un flip-flup RS (un circuito que puede poner la Q de salida a nivel alto o u nivel bajo). Dicho sea de paso, se dispone de una salida complementaria (opuesta) Q en el colector del otro transistor.

1.33 Diagrama de bloques del 555

La Figura #21, es un diagrama simplificado del temporizador NE555, un temporizador integrado de ocho terminales creado por Stgnetics Corporation. Observe que el comparador superior tiene una entrada de umbral (terminal 6) y una entrada de control (terminal 5). En la mayoría de las aplicaciones, la entrada de control no se utiliza, por lo que la tensión de control es igual a + 2Vcc/3. Al igual que antes, cuando la tensión umbral excede a la de control, la salida en nivel alto del comparador pondrá la salida Q del flip-flop a nivel alto.

El colector del transistor de descarga va al terminal 7. Cuando éste se conecta a un condensador externo, la salida Q en nivel alto saturará el transistor y descargará el condensador. Cuando la salida Q está en nivel bajo, el transistor se pone en circuito abierto y el condensador se puede cargar.

La señal complementaria que sale del flip-flop está en el terminal 3 (la salida). Cuando el reset externo (terminal 4) se lleva a masa, se inhabilita el dispositivo (se impide que trabaje). Esta característica de encendido/apagado es algunas veces muy útil. Sin embargo, en la mayoría de las aplicaciones el reset externo no se usa y el terminal 4 se muerta directamente a la fuente de alimentación.

En el comparador inferior. Su entrada inversora se denomina disparo (terminal 2). Debido al divisor de tensión, la entrada no inversora tiene no tensión fija de + Vcc/3. Cuando la tensión de entrada de disparo es ligeramente menor que + Vcc/3, la salida del amplificador operacional se pone en nivel alto y pone la salida Q del flip-flop a nivel bajo.

Finalmente, el terminal 1 es la masa del CI, en tanto que el 8 es el terminal de conexión a la fuente de alimentación. El temporizador 555 trabaja con una tensión de alimentación comprendida entre 4,5 y 16 V.

1.34 Funcionamiento como monoestable

La Figura 22a presenta el temporizador 555 conectado para funcionar como monoestable. El circuito funciona como se describe a continuación:

Cuando la entrada de disparo es ligeramente menor que + Vcc/3, el comparador inferior tiene una salida en nivel alto y pone a nivel bajo el flip-flop. Esto hace que el transistor entre en la zona de corte, permitiendo que el condensador se cargue. Cuando la tensión del condensador es ligeramente mayor que + 2Vcc/3, el comparador superior tiene su salida en nivel alto, lo que sitúa también en nivel alto al flip-flop. En el momento en que la salida Q se pone a nivel alto, el transistor conduce; con lo que se descarga rápidamente el condensador.

La Figura #22b muestra las formas de onda características. La entrada de dispara es un pulso estrecho con un valor fijo de + Vcc. El pulso debe bajar a valores menores de + Vcc/3 para poner a nivel bajo al flip-flop y permitir que el condensador se cargue. Cuando la tensión umbral excede ligeramente + 2Vcc/3 el flip-flop se pone a nivel alto; de esta manera se satura el transistor y se descarga el condensador. Así pues, obtenemos un pulso rectangular en la salida.

El condensador C se carga a través de la resistencia R. Cuanto mayor sea la constante de tiempo RC, más tiempo tardará la tensión del condensador en alcanzar + 2Vcc/3. En otras palabras, la constante de tiempo RC controla el ancho del pulso. Es posible deducir la siguiente fórmula para el ancho del pulso: W = 1,1RC.

Por lo general, el esquema eléctrico no muestra los comparadores, el flip-flop u otros componentes dentro del temporizador 555. Normalmente, verá un esquema del circuito 555 monoestable como el presentado en la Figura #23. Sólo los terminales y componentes externos se muestran. Además, observe que el terminal 5 (control) está conectado a masa a través de un condensador pequeño de desacoplo, normalmente de valor 0,01 μF, lo cual proporciona filtrado de ruido de la tensiσn de control. Recuerde que al llevar a masa el terminal 4 se inhabilita el temporizador 555. Para evitar un reset accidental, el terminal 4 se conecta a la fuente de alimentación, como se ve en la Figura #23.

1.35 Funcionamiento como aestable

En la Figura #24ª se observa el temporizador 555 conectado para funcionar como aestable (oscilación libre). Cuando la salida Q está en nivel bajo, el transistor está en la zona de corte y el condensador se carga a través de la resistencia total RA + RB. Por ello, la constante de tiempo es (RA + RB) C. A medida que el condensador se carga, la tensión umbral (terminal 6) aumenta. Cuando esta tensión llega a valer +2Vcc/3, entonces, el comparador superior tiene una salida en nivel alto y pone la salida del flip-flop a nivel alto. Con la salida Q en nivel alto, el transistor se satura y pone a masa el terminal 7. A continuación, el condensador se descarga a través de RB. En consecuencia, la constante de tiempo de descarga es RBC. Cuando la tensión del condensador disminuye un poco en más de + Vcc/3, el comparador inferior tiene una salida en nivel alto que pone la salida del flip-flop a nivel bajo.

La Figura #24b presenta las formas de onda. Como se puede ver, el condensador de temporización tiene una tensión exponencial creciente y decreciente. La salida es una onda rectangular. Como la constante de tiempo de carga es mayor que la de descarga, la salida no es simétrica; el estado alto de la salida dura más tiempo que el estado bajo de la salida. Para especificar hasta qué punto es asimétrica la salida, utilizaremos el término ciclo de trabajo, que se define como D = W/Tx (100%).

1.36 Oscilador controlado por tensión

En la Figura #25a se ve un oscilador controlado por tensión (VCO), otra aplicación del temporizador 555. El circuito se denomina, en ocasiones, convertidor de tensión a frecuencia, ya que una tensión de entrada puede cambiar la frecuencia de salida. La forma en que trabaja el circuito es la siguiente. El terminal 5 (control) está conectado a la entrada inversora del comparador superior. Por lo general, la tensión de control es + 2Vcc/3 a causa del divisor de tensión. Sin embargo, en la Figura 25a la tensión de un potenciómetro externo modifica la tensión interna. En otras palabras, ajustando el potenciómetro podemos variar la tensión de control.

La Figura 25b muestra la tensión en extremos del condensador de temporización. Advierta que varía entre + Vcon/2 y + Vcon. Si incrementamos Vcon el condensado tarda más en cargarse y descargarse; en consecuencia, la frecuencia disminuye. Por ello, podemos cambiar la frecuencia del circuito variando la tensión de control. Hay que decir, además, que la tensión de control se puede tomar de un potenciómetro, la salida de un circuito con transistores, un amplificador operacional o algún otro dispositivo.

En esta etapa del trabajo indicaremos varias prácticas con la finalidad de un adiestramiento y entrenamiento del alumnado que posteriormente pueda utilizar esta monografía investigativa y analítica sobre los Osciladores como un marco referencial a este polémico tema.

Practica # 1:

Previo estudio y análisis realizados por el alumnado sobre el transistor UJT 2N2646. Realizara un montaje en los laboratorios de dicho transistor en un circuito oscilador.

Para luego hacer visualizaciones de la onda producida en E y B2 respectivamente.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica #1 visualizar la onda en el condensador de 47nF, la onda entre B1 del transistor UJT y masa y la onda del condensador 470 μf.

Representar los resultados en una grafica.

Calcular la frecuencia con la formula: T: div x tiempo de división y F = 1/T

Practica # 2:

Previo estudio y análisis realizados por el alumnado sobre el temporizador 555.

Realizar un montaje en los laboratorios de dicho temporizador en un circuito oscilador. Para luego tomar notas de las variaciones producidas al cambiar los valores de Ca, Ra, Rb, Rb. Luego sustituir el temporizador 555 por un circuito integrado 556 y verificar si los resultados obtenidos coinciden.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica #2 colocar resistencias con diferentes valores en Ra y Rb, de igual manera cambiar el valor de los condensadores en Ca y Cb unas ves tomadas notas del montaje original.

Representar los resultados en una grafica.

Describa la reacción tomada por el circuito durante el proceso.

Realice los cambios pertinentes al circuito para el óptimo funcionamiento del circuito integrado 556 y realice los pasos registrados para el temporizador 555.

Calcule el valor de retardo T = 0.695 x R x C

Practica # 3:

Previo estudio y análisis realizados por el alumnado sobre osciladores.

Realizar un montaje en los laboratorios de un Oscilador controlado por voltaje. Para luego tomar notas de las variaciones producidas en la frecuencia al producirse un cambio en la tensión.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica #3 variar la carga en la entrada del circuito.

Observar las variaciones en el Osciloscopio colocado después del amplificador, discutir y analizar los resultados para luego tomar notas.

Realice el montaje con diferentes valores de los condensadores y los transistores, luego compare sus resultados tabulados con los demás compañeros.

CONCLUSIÓN

Para definir o construir Osciladores Sinusoidales, necesitamos emplear un amplificador con realimentación positiva. Para que el oscilador funcione, la ganancia en lazo debe ser mayor que 1 cuando el desplazamiento de fase alrededor del lazo sea 0 Grados. A medida que la tensión de salida se incrementa en su valor pico a pico, la fracción de realimentación disminuye automáticamente hasta que la ganancia en lazo es 1. En este punto el valor pico a pico de la tensión de salida se hace constante.

Un Oscilador en puente de Wien es aquel oscilador típico para frecuencias pequeñas a moderadas en el intervalo de 5 Hz a 1 MHz. Casi siempre se usa en generadores de audio comerciales y generalmente se prefiere en otras aplicaciones de baja frecuencia. El oscilador en puente de Wien produce una onda sinusoidal casi perfecta en la salida. Como sucede con cualquier oscilador, funciona debido a que la ganancia en lazo es mayor que 1 a la frecuencia de resonancia. Una lámpara de tungsteno u otra resistencia no lineal se utiliza para reducir la ganancia en lazo a 1.

Otros osciladores RC son aquellos osciladores en doble T que emplean un amplificador y circuitos RC para producir la ganancia en lazo y desplazamiento de fase que se requieren a la frecuencia de resonancia. Funciona bien a una determinada frecuencia, pero no es adecuado como oscilador de frecuencia variable. El oscilador de desplazamiento de fase también utiliza un amplificador y circuitos RC para producir las oscilaciones. Como el oscilador en doble T trabaja bien a una frecuencia determinada, pero no en un intervalo de frecuencias. El oscilador de desplazamiento de fase tiene algunas desventajas. Estas, habitualmente se deben a los elementos parásitos y a los circuitos de retardo en cada etapa amplificadora.

Los Osciladores Colpítts por encima de 1 MHz, los osciladores RC generalmente no funcionan bien. Por ello, se prefieren osciladores LC para frecuencias comprendidas entre 1 y 500 MHz. Este intervalo de frecuencias está por encima de la funidad de la mayoría de los amplificadores operacionales, por lo que un transistor bipolar o FET se emplea comúnmente como dispositivo de amplificación. Un oscilador LC utiliza un circuito tanque LC que determina la frecuencia de resonancia. El oscilador Colpitts es uno de los osciladores LC más empleados. Se puede reconocer por el divisor capacitivo de tensión que produce la señal de realimentación.

Otros Osciladores LC como el Oscilador Armstrong utilizan un transformador para producir la señal de realimentación. El oscilador Hartley la produce con un divisor inductivo de tensión. El oscilador Clapp tiene un pequeño condensador en serie en la rama inductiva del circuito tanque resonante. Esto reduce el efecto de las capacidades parásitas existentes en todo el circuito.

Los Cristales de cuarzo como cristales naturales tienen la propiedad de ser piezoeléctricos. Debido a este efecto, un cristal que vibra actúa como un circuito LC resonante con una Q extremadamente alta. El cuarzo es el cristal más importante con efecto piezoeléctrico. Se emplea en osciladores de cristal donde se necesita una frecuencia precisa y fiable.El reloj de pulsera electrónico es otra de sus aplicaciones habituales.

Oscilaciones no deseadas son aquellos que cada vez que se construye un amplificador se esta construyendo un oscilador potencial. Como con el oscilador de desplazamiento de fase, lo único que se necesita para tener oscilaciones es un amplificador y tres circuitos de adelanto o de retardo. Las oscilaciones de baja frecuencia, algunas veces llamadas de ronroneo, se dan debido a que se generan de tensión de realimentación a través de la impedancia de Thévenin de la fuente de alimentación. Las oscilaciones en alta frecuencia pueden ser causadas por realimentación magnética, lazos a masa, fuentes de alimentación sin un condensador de desacoplo y capacidades parásitas junto con las inductancias de los terminales de conexión. Los amplificadores con realimentación negativa generalmente utilizan un circuito de desacoplo con una frecuencia de corte muy pequeña. Este hecho disminuye la ganancia en lazo a menos de 1 en la frecuencia donde el desplazamiento de fase alrededor del lazo es de 0 Grados.

Ecuaciones importantes:

Frecuencia de resonancia de los osciladores RC.

fr =

Esta es una ecuación muy común. Es la frecuencia crítica o de resonancia de un circuito Esta es una ecuación muy común. Es la frecuencia crítica o de resonancia de retardo-adelanto. Esta frecuencia teórica es la frecuencia de salida de un oscilador en puente de Wien. La fórmula es exacta cuando el amplificador funciona en frecuencias situadas en el centro de su ancho de banda.

Frecuencia de resonancia de los osciladores LC.

fr = 1/2tt

Esta ecuación nos proporciona la frecuencia de resonancia de un circuito tanque LC. Cuando este circuito es parte de un oscilador LC, la ecuación es aproximadamente igual a la frecuencia de oscilación.

Condición de arranque del Colpitts

A >C2/C1

El circuito tanque del oscilador Colpitts tiene una bobina en paralelo con dos condensadores en serie. La tensión en bornas de C2 es realimentada a la entrada del transistor o FET. Esta ecuación es una aproximación de la ganancia de tensión mínima necesaria para arrancar el oscilador Colpitts.

Efecto de Q en la frecuencia de resonancia

Fr = 1/2tt. v q/1+q

Esta fórmula nos indica que la frecuencia de oscilación es menor que la frecuencia de resonancia teórica dada por la Ecuación (22-5). En un circuito tanque resonante con Q mayor de 10, la frecuencia de oscilación estará dentro del 1 por 100 de la frecuencia resonante ideal.

REFERENCIAS DOCUMENTALES

Textos

SCHILLING, Donald y Belove Charles (1992), Circuitos Eléctricos, Editorial Mc Graw Hill.

BOYLESTAD, Robert y Nashelsky Louis (1994), Electrónica Teoria de Circuitos, Editorial Prentice-Hall Hispanoamérica, 5ta. Edición.

COOPER, William y Helfrick (1987), Instrumentación Electrónica Moderna.

Internet

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CARLOS EDUARDO MONCERATT MOTA