3.2 Modelo de ruido del MOSFET
Datos amplificador simétrico(PMOS/NMOS).
Parámetros de señal para el inverosr L=0.35um.
Fuentes de ruido para el trt .MOS y PMOS.
Modelo cuadripolo , modelo MOS simple con fuentes de ruido entrada equivalentes.
3.3 Modelo de ruido equivalente. -Modelo dos puertos para MOSFET.
Podemos definir: (1/A) ganancia de tensión (1/B) transconductancia (1/C) transresistencia (1/D) ganancia corriente
(3.33)
-Modelo de dos puertos para un inversor.
(3.34)
(3.35)
(3.36)
a)conexión paralelo dispositivos complementarios. b)Transf. Ruido dispositivo.
c) Conexión paralelo dispositivos. d) Matriz transmisión final.
COMPARACIÓN DE RUIDO
En un receptor de alta frecuencia es importante tener un coeficiente de reflexión lo más pequeño posible.
Para eliminar la reflexión la impedancia de carga debe estar adaptada a la impedancia vista desde la línea de transmisión.
Es importante controlar la impedancia de entrada del LNA.
Para minimizar el ruido en una cadena receptora es importante que la primera etapa tenga una ganancia alta (Fórmula de Friss).
4.0 Amplificador de transadmitancia.
Modelo de MOS simplificado. 4.1 Impedancia de entrada. La influencia de todos los parámetros de pequeña señal es despreciable excepto Cgs.
La parte resistiva está controlada por Ls.
Una inductancia serie a la entrada Lg se encarga de de cancelar la parte reactiva.
Modelo de MOS completo.
Consideramos el efecto de todos los parámetros de pequeña señal.
Para transistores de pequeño tamaño y valores bajos de Ls la resistencia de entrada depende linealmente del valor de esta inductancia, mientras que es independiente del tamaño del transistor.
Para controlar tanto la resistencia de entrada como la ganancia y el ruido de un circuito existe un tamaño máximo de transistor permitido, que depende de la frecuencia de operación y de la resistencia.
Nuevo modelo de MOS simplificado Con el nuevo modelo conseguimos que la parte resistiva de la impedancia de entrada se lineal con Ls, al igual que el modelo completo para tamaños pequeños de transistor, conductancia y frecuencia. El nuevo parámetro de pequeña señal considerado Cgd afecta tanto a la parte resistiva como a la reactiva.
Cgd
4.2 Ganancia de transadmitancia La ganacia de transconductancia Ag es independiente de la anchura del transistor, solo depende de la frecuencia de corte, la frecuencia de operación y la resistencia de generador.
Ganancia del nuevo modelo de MOS simplificado. Debido a la introducción de Cgd la ganancia se reduce.
4.3 Factor de ruido. Factor de ruido del modelo de MOS simplificado. Las fuentes de ruido más importantes son : Id corriente de drenador de ruido térmico Ig ruido inducido de puerta
Factor de ruido sin ig. Para que el efecto del ruido sea el menor posible la transconductancia del transistor gm, así como la resistencia del generador Rg deben ser lo más pequeñas posible.
Factor de ruido incluyendo ig. El factor de ruido tiene términos que dependen tanto directamente como inversamente de gm y de Rg, por lo que no podemos concluir que para lograr un menor efecto del ruido estos dos parámetros deban ser lo más pequeños posible.
Derivando respecto a gm obetemos un valor óptimo de transconductancia gmopt, el cual nos proporciona un factor de ruido mínimo.
El factor de ruido mínimo aumenta con la frecuencia y cuando trabajamos con campos eléctricos grandes. La figura de ruido baja cuando el transistor trabaja como un dispositivo de canal largo a bajas frecuencias.
Factor de ruido del nuevo modelo de MOS Simplificado.
Factor de ruido sin Ig.
Respecto al modelo de MOS simplificado, donde gm y Rg debían ser mínimas para mínimo ruido, ahora la dependencia no es exclusivamente inversamente proporcional, existen unos valores óptimos.
Respecto al modelo de MOS simplificado, donde gm y Rg debían ser mínimas para mínimo ruido, ahora la dependencia no es exclusivamente inversamente proporcional, existen unos valores óptimos.
Derivando respecto a gm manteniendo Rg constante se obtiene un gmopt que nos proporciona un factor de ruido mínimo.
Factor de ruido incluyendo ig.
Obtenemos un valor gmopt derivando respecto gm.
Comparando esta nueva gmopt con la obtenida con el modelo de MOS simplificado incluyendo ig, podemos ver que la inclusión de una Cgd por muy pequeña que sea hace que el valor óptimo de la transconductancia sea menor, y por lo tanto también el efecto del ruido.
5.0 Amplificador de transresistencia. Modelo simplificado de pequeña señal Es la segunda etapa del LNA. Está formado por un seguidor de corriente que se utiliza para aumentar la ganancia. El seguidor de corriente se comporta como una carga de la etapa inversora y transforma la corriente de entrada que éste le proporciona en un tensión a su salida mediante un resonador.
Tradicionalmente la impedancia de entrada de un amplificador en puerta común se considera idealmente 1/gmc.
El resonador hace que el valor de la impedancia de entrada del seguidor de corriente sea mayor. Esto no es bueno porque puede comprometer el correcto funcionamiento de la primera etapa inversora como un amplificador de transconductancia. 5.1 Impedancia de entrada.
Ar=Ai Rpc
La ganancia en corriente Ai debe ser lo más próxima a la unidad para que el seguidor de corriente opere de forma ideal, por lo que la ganancia está controlada por la resistencia paralelo Rpc, que no es más que la carga de la etapa de seguimiento.
Existe un límite superior para la ganancia. 5.2 Ganancia del amplificador de transresistencia.
Modelo simplificado de un seguidor de tensión 6.0 Seguidor de tensión.
Es la tercera etapa del LNA. Su función es la de utilizar la parte capacitiva de su impedancia de entrada para completar el resonador LC que utilizaba el seguidor de corriente de la etapa anterior, en lugar de utilizar una capacidad genérica.
Introduce una serie de ventajas: Desplazar la componente en continua de la señal Aumentar la capacidad de proporcionar corriente a la etapa siguiente Aplicar una resistencia negativa al resonador de la etapa anterior y aumentar así el valor-Q
La parte resistiva de la impedancia de entrada de esta etapa es negativa lo que aumenta el valor-Q del resonador del seguidor de corriente.
6.1 Impedancia de entrada. 6.2 Impedancia de salida. Idealmente la impedancia de salida es 1/gmf La inductancia y las capacidades a la entrada de la etapa del drenador común hacen que la impedancia de salida aumente, lo cual reduce la capacidad de alimentación de la siguiente etapa.
La ganancia de un seguidor de tensión es idealmente la unidad.
Esta configuración consigue una ganancia muy cercana a la unidad. Esto es debido a la necesidad de tener una transconductancia muy grande para poder aumentar la capacidad de alimentación de la etapa siguiente. 6.3 Ganancia del seguidor de tensión.
7.0 Rendimiento global del amplificador. 7.1 Ganancia total. La ganancia total es difícil de optimizar ya que la modificación de una etapa afecta significativamente al resto. Si no hay pérdidas de señal entre las etapas
La ganancia de transadmitancia Ag de la etapa inversora depende de la frecuencia de corte del inversor, de la frecuencia de operación y de la resistencia del generador. Es independiente de la transconductancia gm del transistor.
La ganancia de transresistencia del seguidor de corriente está controlada por la resistencia paralelo Rpc, la cual depende del tamaño de la inductancia del resonador LC, del valor-Q y de la conductancia de entrada de valor negativo del seguidor de tensión. Como dijimos existe un límite superior debido a que un valor muy elevado produce pérdidas de señal entre el inversor y el seguidor de corriente, por lo que la gancia total se reduce. Además la adaptación a la entrada de la etapa inversora se puede ver alterada, y era necesaria para reducir las reflexiones. La ganancia de la última etapa, el seguidor de tensión, es prácticamente la unidad, por lo que no es determinante en el valor total. Esto no quiere decir que esta etapa no sea importante, ya que al formar parte del resonador LC del seguidor de corriente, controla la ganancia de este.
7.2 Configuraciones simétricas vs. no simétricas.
Ganancia y linealidad.
La configuración simétrica tiene una ganancia superior (aproximadamente en 6dBV) a la configuración no simétrica AMP2, aunque ligeramente inferior (1.7dBV) a la configuración no simétrica AMP3.
La ventaja respecto a esta configuración se encuentra en la linealidad. Esta se mide mediante el punto de compresión, que representa el punto donde el sistema deja de ser lineal, y los puntos de intersección de segundo y tercer orden, que marcan el rango de valores de entrada para los cuales el sistema puede funcionar correctamente. Cuanto más a la derecha están estos valores mejor será el comportamiento del sistema.
Vemos que el comportamiento de la configuración simétrica es mejor que el de la no simétrica AMP3, encontrando la mayor diferencia en el punto de intersección de orden 2.
7.3 Cálculo de la figura de ruido.
El ruido inducido de puerta no puede ser excluido del modelo de cálculo. No incluirla proporciona resultados lejos de la realidad. Es una contrubución de ruido muy importante.
Con la inclusión en el modelo de Cgd se obtienen figuras de ruido más pequeñas, aunque el cambio no es muy apreciable. Esto significa que el modelo simplificado de MOS es perfectamente válido en cuanto a consideraciones de ruido se refiere, con la consiguiente simplificación de los cálculos
La diferencia de Figuras de Ruido entre la configuración inversora simétrica y el transistor nMOS no simétrico es como máximo 0.45dB.
La razón principal de un menor ruido en el nMOS no simétrico es la mayor frecuencia de corte.
La elección de una etapa inversora simétrica responde a la búsqueda de un compromiso entre linealidad, ganancia y ruido.
Gran interés en transceptores pequeños, baratos y de bajo consumo. La necesidad de bajo coste y bajo consumo sitúan a los procesos CMOS en una fuerte posición. Se han mejorado mucho las prestaciones de los circuitos analógicos de RF con tecnología CMOS. Es difícil competir con el rendimiento proporcionado por los BJTs El análisis teórico realizado muestra las ventajas y desventajas de diferentes soluciones. 8.0 Conclusiones.
LNA de topología simétrica CMOS.
La simetría proporciona mayor linealidad.
La adaptación a la entrada elimina problemas de pérdidas por reflexión y reduce el consumo de potencia.
La primera etapa es una configuración inversora simétrica aconsejable para aplicaciones de bajo consumo.
Las fuentes de ruido más importantes son:
Corriente de ruido térmico del canal. Ruido inducido de puerta
La segunda etapa es un seguidor de corriente cargado con un resonador LC, que consigue incrementar la ganancia.
La tercera etapa es un seguidor de tensión que implementa la capacidad del resonador del seguidor de corriente, en lugar de utilizar una capacidad genérica.
Con el seguidor de tensión aumenta la capacidad de proporcionar alimentación a la etapa siguiente, que será el mezclador de la cadena de recepción.
La diferencia en ganancia entre las configuraciones simétricas y las no simétricas no es muy grande, unas veces a favor de la simétrica y otras ligeramente en contra. La gran ventaja de la configuración simétrica es su linealidad. La linealidad viene dada por unos puntos de compresión y de intersección de segundo y tercer orden más a la derecha. El mayor valor del punto de compresión de la configuración simétrica es debido a que la ganancia de la primera etapa (inversora) de la configuración simétrica es menor. El mayor punto de intersección de segundo orden es debido a la propia simetría del circuito
| Página siguiente |