17 Ecuaciones de polarización.(Cont) Estas son las dos ecuaciones de polarización:
[1] VBE = EBE – (RB+RE) IB – RE IC [2] VCE = ECE – RE IB – (RC+RE) IC La ecuación [1] corresponde a la “portada de entrada” La ecuación [2] corresponde a la “portada de salida”
18 Ecuaciones de polarización.(Cont) [1] VBE = EBE – (RB+RE) IB – RE IC [2] VCE = ECE – RE IB – (RC+RE) IC OBSERVACIONES : Las ecuaciones de polarización se han desarrollado sin tener en cuenta para nada las características del dispositivo de tres terminales, y por tanto son aplicables a cualquier elemento de tres terminales, sin mas que cambiar los subíndices empleados. En general, B=1, C=2, E=3. Las ecuaciones de polarización solo dependen de la red de polarización externa
19 Ecuaciones de polarización.(Cont) [1] VBE = EBE – (RB+RE) IB – RE IC [2] VCE = ECE – RE IB – (RC+RE) IC Las ecuaciones [1] y [2] pueden ponerse en forma matricial:
20 Recta de carga estática [1] VBE = EBE – (RB+RE) IB – RE IC [2] VCE = ECE – RE IB – (RC+RE) IC Si en el circuito de polarización normalizado, RE=0, entonces las ecuaciones de polarización se reducen a : [2] VBE = EBE – (RB) IB [3] VCE = ECE – (RC) IC Entonces la ecuación [2] puede representarse en el plano IB-VBE y es la denominada recta estática de la portada de entrada. Entonces la ecuación [3] puede representarse en el plano IC-VCE y es la denominada recta estática de la portada de salida.
21 Punto de operación del transistor bipolar en la Región Activa Directa Si suponemos que el transistor está en la R.A.D.: vBE=VBEQ=0,7 v. (Si, NPN), y IC=ß IB, que junto con las ecuaciones de polarización, su resolución, nos dará el P.O. [1] VBEQ = EBE – (RB+RE) IBQ – RE ICQ [2] VCEQ= ECE – RE IBQ – (RC+RE) ICQ
Sustituyendo IBQ por ICQ/ß, y agrupando términos:
22 Punto de operación del transistor bipolar en la Región Activa Directa (Cont) El Punto de operación, tanto de la portada de entrada como de la portada de salida queda por tanto definido. VBE=VBEQ. (0,6 a 0,7 voltios en transistores bipolares de Si. IC=ICQ, viene dado por la expresión [1] VCE=VCEQ, viene dado por la expresión [2], en función de ICQ IB=IBQ=ICQ/ß
23 Punto de operación del transistor bipolar en la Región Activa Directa (Cont) CONSIDERACIONES IMPORTANTES: El valor de beta es fuertemente dependiente de la temperatura. En transistores discretos tiene una dispersión en su valor muy importante, incluso para transistores del mismo tipo y a igual temperatura. Para las aplicaciones del B.J.T. en la R.A.D., es necesario garantizar la estabilidad del P.O. en lo referente a la portada de salida (ICQ y VCEQ ) Es necesario garantizar la estabilidad y reproductibilidad de ICQ y de VCEQ
24 Punto de operación del transistor bipolar en la Región Activa Directa (Cont) Para garantizar un valor de ICQ constante, y que se pueda reproducir y conseguir que no varíe, deberá hacerse independiente de beta, con una beta mínima lo suficientemente elevada ya que ésta es muy variable, y por tanto el diseño de la red de polarización deberá se tal que cumpla: En el diseño, se puede aplicar la relación 1/10 ó 1/20, según el error admisible
25 Punto de operación del transistor bipolar en la Región Activa Directa (Cont) Si garantizamos ICQ constante, VCEQ también será constante, siempre que beta>>1 Para garantizar ICQ constante, también es necesario que EBE>> VBEQ, ya que así las pequeñas variaciones de VBEQ no afectarán de forma importante. IMPORTANTE: El valor de VCEQ resultante debe ser mayor de 0,2 voltios (Si, NPN), si no, la hipótesis de R.A.D. no es cierta, y habrá que realizar el análisis suponiéndolo en la Región de Saturación
26 EL TRANSISTOR PNP POLARIZADO EN LA R.A.N. (cont) Los transistores PNP pueden polarizarse exactamente igual que los transistores NPN:
27 ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES: HIPÓTESIS DE ß INFINITA Si el transistor se encuentra en la R.A.N, y tiene un valor de ßF suficientemente elevado, ICQ ˜ IEQ, y en determinadas ocasiones, la corriente de base se puede despreciar, frente a la corriente de colector, a efectos del cáculo del punto de operación HIPÓTESIS DE TRABAJO: 1°)VBE=VBEQ (+0,6 v. (NPN Si) ó -0,6 v. (PNP Si) ) 2°) IB=0, ICQ ˜ IEQ
28 ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES: HIPÓTESIS DE ß INFINITA (cont) HIPÓTESIS DE TRABAJO: 1°)VBE=VBEQ (+0,6 v. (NPN Si) ó -0,6 v. (PNP Si) ) 2°) IB=0, ICQ ˜ IEQ PRECAUCIONES AL EMPLEAR ESTA HIPÓTESIS: El transistor debe estar en en la R.A.N La ßF debe ser lo suficientemente alta. La topología del circuito debe ser compatible con la hipótesis de trabajo
29 Diseño del P.O. Para fijarlo en la mitad de la R.D.C. (Continuación) La ordenada en el origen es (para vCE=0) : Si deseamos que la excursión máxima del P.O sea simétrica: ICMáx debe ser igual a 2 ICQ , y por tanto se debe de cumplir: Que es la condición de diseño buscada para obtener la máxima excusión simétrica del P.O.
30 La potencia instantánea absorbida o entregada por un transistor, al igual que en cualquier otro dispositivo tri-terminal, será: Normalmente la potencia de la portada de entrada es despreciable frente a la potencia de la portada de salida. El valor medio de la potencia será: Potencia disipada en un Transistor
31 Potencia disipada en un Transistor (Cont) Donde si estamos en la R.A.N: iC=ic+ICQ , y vCE=vce+VCEQ Sustituyendo y operando: Pero: (Resistencia dinámica de carga) Por tanto:
32 Potencia disipada en un Transistor (Cont) O bien: Valor eficaz al cuadrado Donde :ICQ VCEQ es la potencia disipada en ausencia de señal (En reposo) CONCLUSIÓN IMPORTANTE: La potencia disipada por un transistor en la R.A.N es máxima en ausencia de señal
33 Amplificadores con Transistores Principios de análisis en pequeña señal Introducción: Concepto de linealización de un dispositivo no lineal Condiciones para la aplicación de un modelo linealizado Dependencia de los parámetros lineales con el P.O del dispositivo Concepto de señal incremental ó pequeña señal
34 El transistor bipolar, es un dispositivo triterminal no lineal Trabajando en la R.A.N.su modelo aproximado es: Donde las variables de tensiones y corrientes son las totales (Componente continua + componente alterna) (npn) (pnp) Modelo Incremental Del BJT
Tema 7.- Transistores bipolares 35 El circuito equivalente a efectos solamente de la componente alterna de pequeña señal de la unión base-emisor polarizada directamente es una resistencia rp: la resistencia dinámica del diodo Base-emisor, que es fuertemente dependiente del P.O., es decir de la corriente de base La fuente de corriente, a efectos de la componente variable, seguirá teniendo el mismo modelo y el mismo signo Modelo incremental del BJT (Cont)
36 Es decir, siempre que se cumpla que la excursión de P.O., es lo suficientemente pequeña, como para considerar que r¶ permanece constante, el modelo incremental de alterna para el transistor bipolar ideal,ya sea npn o pnp será: Ideal= sin considerar efectos secundarios Transistor previamente polarizado en un P.O.,dentro de la R.A.N Modelo incremental del BJT (Cont)
37 Efecto Early, Resistencia de salida Efecto de realimentación interna de la salida a la entrada Efecto de las resistencias de los bloques de base, colector y emisor Efecto de las capacidades de las uniones(de difusión y de deplexión) Efecto de capacidades parásitas Efecto de la temperatura en los valores de los parámetros Modelo Incremental Del Transistor Bipolar Considerando Efectos Secundarios
38 Efecto Early, Resistencia de salida (cont) Fue Early el que estudiando este efecto, observó y comprobó que todas las características de salida en la R.A.N, tendían a converger en un punto del eje de abcisas , -VA En el circuito incremental equivalente, el citado efecto se modela por una resistencia en paralelo con la fuente de corriente
39 Capacidades parásitas Al igual que vimos en los diodos, en las dos uniones del transistor bipolar, aparecen los mismos fenómenos de acumulación de cargas, las llamadas capacidades de difusión y de deplexión, predominando la de difusión en las uniones que estén polarizadas directamente, y la de deplexión en las que las uniones estén polarizadas inversamente . El concepto de capacidades incrementales de difusión y de deplexión es perfectamente aplicable aquí.
40 Modelo dinámico del transistor bipolar El circuito de la figura es el modelo dinámico del transistor bipolar, donde aparece también la capacidad de deplexión entre colector y sustrato en circuitos integrados.
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