Teoría básica de los convertidores CC-CC (convertidores con varios transistores)

El convertidor directo (“Forward”) estándar (ya estudiado) – (Gp:) vO (Gp:) n2:n3 (Gp:) n1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD2 (Gp:) vS (Gp:) + (Gp:) vD1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg

vSmax = vg+vgn1/n2 = vg/(1-dmax) vD1max = vgn3/n1 vD2max = vgn3/n2 dmax = n1/(n1 + n2) (Gp:) vgn3/n1 (Gp:) vO (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) Durante dT

(Gp:) vO (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) Durante (1-d)T

vO = dvgn3/n1 (en modo continuo, MCC)

iD2 vO vg n2:n3 n1 iS iL iD1 iD3 iO (Gp:) iD2n3/n1 (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) Mando (Gp:) t (Gp:) iL (Gp:) iO (Gp:) d’T (Gp:) iD3 (Gp:) iD2 (Gp:) iD1 (Gp:) iS (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) t

iD2_avg = IOd iD1_avg = IO(1-d) Im_avg = vgTd2/(2Lm) (ref. al primario) iS_avg = IOdn3/n1 + im_avg iD3_avg = im_avg Corrientes en el convertidor directo

Comparando los convertidores reductor y directo (Gp:) Reductor (Gp:) 50V (Gp:) 100V (Gp:) 2A (Gp:) 1A (medios) (Gp:) S (Gp:) D (Gp:) L (Gp:) 100W

vSmax = vDmax = 100V iS_avg=1A iD_avg=1A iL_avg =2A FOMVA_s=100VA FOMVA_D=100VA FOMVA_s = 200VA FOMVA_D = 100VA Mayor vSmax en el directo (Gp:) Directo (Gp:) 50V (Gp:) 2A (Gp:) 100V (Gp:) 1A (medios) (Gp:) S (Gp:) D1 (Gp:) L (Gp:) 100W (Gp:) 1 : 1:1 (Gp:) D2 (Gp:) D3

vSmax=200V iS_avg=1A iD1_avg= iD2_avg=1A vD1max = vD2max = 100V iL_avg=2A

Operación del convertidor con variación de vg vO n2:n3 n1 vS + – vg (Gp:) ? (Gp:) t (Gp:) vi/ni (Gp:) t (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vgmax/n1 (Gp:) ?max (Gp:) vgmax/n2 (Gp:) vgmax (por tanto, dmin) (otra n2 sería mejor)

(Gp:) ? (Gp:) t (Gp:) vi/ni (Gp:) t (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vgmin/n1 (Gp:) ?max (Gp:) vgmin/n2 (Gp:) vgmin (por tanto, dmax) (óptima elección de n2)

(Gp:) ? (Gp:) t (Gp:) vi/ni (Gp:) t (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vgmax/n1 (Gp:) ?max (Gp:) vgmax/n’2 (Gp:) Situación más deseable a vgmax, pero catastrófica a vgmin

vsmax = vg(1+n1/n2)

Solución: el convertidor directo con enclavamiento activo (“Forward Converter with Active Clamp”) (Gp:) vO (Gp:) n2:n3 (Gp:) n1 (Gp:) vS (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg

(Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2

Convertidor directo con enclavamiento activo – Señales de control complementarias en S1 y S2 – vC = vgd/(1-d) (con respecto a vc es como un convertidor “Buck-Boost”) – vO = vgdn2/n1 (con respecto a vO es un convertidor “Forward”) – El flujo magnético en el transformador no tiene nivel de continua – La tensión en el transformador no tiene tiempos muertos (Gp:) vC (Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2

(Gp:) Señales de control (Gp:) vgs1 (Gp:) vgs2

(Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) vC

Comportamiento del transformador en el convertidor directo con enclavamiento activo (I) – Como la media de iC debe ser 0 (circula por un condensador), entonces la corriente magnetizante im (que equivale al flujo magnético en el transformador) no tiene nivel de continua – La tensión en el transformador no tiene tiempos muertos porque siempre se aplica tensión al transformador (o bien vg o bien vC)

(Gp:) im

(Gp:) ic

(Gp:) ?, im (Gp:) t (Gp:) ic (Gp:) t

(Gp:) vi/ni (Gp:) t (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg/n1 (Gp:) vC/n1

Lm

Comportamiento del transformador en el convertidor directo con enclavamiento activo (II) (Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) vC (Gp:) ic (Gp:) Lm (Gp:) Ld

– El circuito de enclavamiento evita sobretensiones en el transistor S1 debidas a la inductancia de dispersión del transformador, Ld (“snubber” activo) – La ausencia de tiempos muertos en el transformador facilita su uso en rectificación síncrona autoexcitada (Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) vC (Gp:) S3 (Gp:) S4

Resumen del convertidor directo con enclavamiento activo Es una topología muy útil Evita los problemas de la inductancia de dispersión del transformador Evita el nivel de continua en el flujo magnético del transformador Facilita el uso de rectificación síncrona autoexcitada Hay que usar dos transistores con control complementario (Gp:) vO (Gp:) n1:n2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) vC (Gp:) ic (Gp:) Lm (Gp:) Ld

Convertidor directo con dos transistores (Gp:) ? (Gp:) t (Gp:) vi/ni (Gp:) t (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vg/n1 (Gp:) ?max (Gp:) vg/n1

dmax = 0,5 vO = dvgn2/n1 (en MCC) vS1max = vS2max = vg vD1max = vD2max = vg vD3max = vD4max = vgn2/n1

(Gp:) n1:n2 (Gp:) S1 (Gp:) D4 (Gp:) D3 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) S2 (Gp:) vO

Bajas tensiones en los transistores Evita parcialmente los problemas de la inductancia de dispersión del transformador No evita el nivel de continua en el flujo magnético del transformador Hay que usar dos transistores con el mismo control, uno de ellos no referido a masa

Versiones con dos transistores del convertidor indirecto (o de retroceso o “Flyback”) dmax = 0,5 vO = vg(n2/n1)d/(1-d) (en MCC) vS1max = vS2max = vg vD1max = vD2max = vg vD3max = vD4max = vg(n2/n1)/(1-d)

Bajas tensiones en los transistores Evita parcialmente los problemas de la inductancia de dispersión del transformador Hay que usar dos transistores con el mismo control, uno de ellos no referido a masa Convertidor indirecto con enclavamiento activo (no lo estudiaremos) Convertidor indirecto con dos transistores (clásico) (Gp:) n1:n2 (Gp:) S1 (Gp:) D3 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) S2 (Gp:) vO (Gp:) vg

Inversores clásicos con transistores (alimentados desde fuente de tensión) (Gp:) vO (Gp:) vg (Gp:) S2 (Gp:) S1 (Gp:) “Push-pull” (o simétrico)

(Gp:) Puente completo (Gp:) vO (Gp:) vg (Gp:) S2 (Gp:) S1 (Gp:) S4 (Gp:) S3

(Gp:) Medio puente (Gp:) vO (Gp:) vg (Gp:) S2 (Gp:) S1

Obtención de convertidores CC/CC desde los inversores clásicos (Ejemplo) (Gp:) Inversor “Push-pull”

(Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull” (Gp:) Rect. con transf. con toma media

(Gp:) Rect. con dos bobinas (Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull”

(Gp:) Rect. en puente (Gp:) Conv. CC/CC “Push-pull”

Funcionamiento del convertidor “Push-pull” (I) (Gp:) Circuito equivalente cuando conduce S2: (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) L (Gp:) vO

(Gp:) Circuito equivalente cuando conduce S1: (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) L (Gp:) vO

¿Qué pasa cuando no conducen ninguno de los dos transistores? (Gp:) n1:n2 (Gp:) n1 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) L (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) D2 (Gp:) D1

No debe haber variaciones bruscas en el flujo del transformador ni en la corriente por la bobina Conducen ambos diodos ? la tensión en el transformador es cero Las corrientes iL1 y iL1 deben ser tales que: iL1 + iL2 = iL iL1 – iL2 = iLm (sec. trans.) (Gp:) vO (Gp:) L

Funcionamiento del convertidor “Push-pull” (II) (cuando no conducen ninguno de los dos transistores) (Gp:) L (Gp:) vO (Gp:) iL (Gp:) iL2 (Gp:) iL1 (Gp:) D2 (Gp:) D1

(Gp:) Circuito equivalente cuando no conducen ni S1 ni S2:

Tensiones en el convertidor “Push-pull” La tensión vD es la misma que en un conv. directo con un ciclo de trabajo 2d ? vO = 2dvgn2/n1 (en MCC) vs1max = vs2max = 2vg vD1max = vD2max = 2vgn2/n1 (Gp:) t (Gp:) vS2 (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) Mando (Gp:) t (Gp:) vS1 (Gp:) vD1 (Gp:) vD2 (Gp:) vD (Gp:) 2vg (Gp:) 2vg (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) 2vgn2/n1 (Gp:) 2vgn2/n1 (Gp:) S1 (Gp:) S2

(Gp:) S1 (Gp:) n1 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) L (Gp:) vD (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) S2 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD2 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD1 (Gp:) vS2 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vS1 (Gp:) D2 (Gp:) D1 (Gp:) dmax = 0,5

Corrientes en el convertidor “Push-pull” Corrientes medias: iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1) iD1_avg = iD2_avg = iO/2 (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) iL (Gp:) Mando (Gp:) iS2 (Gp:) t (Gp:) iD1 (Gp:) iS1 (Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) iD2 (Gp:) S1 (Gp:) S2

(Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) n1 : n2 (Gp:) n1 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) L (Gp:) iS2 (Gp:) iL (Gp:) D2 (Gp:) D1 (Gp:) iD2 (Gp:) iD1 (Gp:) iS1 (Gp:) iO (Gp:) dmax = 0,5

Un problema del convertidor “Push-pull” (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) n1 (Gp:) n1 (Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) iS2 (Gp:) iS1 (Gp:) n2 (Gp:) n2

Con el control clásico (control “modo tensión”), los tiempos tc1 y tc2 no tienen por qué ser idénticos. Esto genera asimetría en el flujo del transformador La solución es usar control “modo corriente” y garantizar que los valores de pico de las corrientes is1 e is2 son prácticamente iguales (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) Mando (Gp:) f, im (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) tc1 (Gp:) tc2

(Gp:) ?f (Gp:) B, f (Gp:) H, im (Gp:) im+ (Gp:) im-

(Gp:) t (Gp:) f, im (Gp:) im+ (Gp:) Im-

El convertidor en medio puente (“Half Bridge”) (Gp:) vO (Gp:) S2 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) L (Gp:) vD (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) S1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD2 (Gp:) vS1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vS2 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) vg/2 (Gp:) vg/2 (Gp:) dmax = 0,5

(Gp:) t (Gp:) vS2 (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) Mando (Gp:) t (Gp:) vS1 (Gp:) vD1 (Gp:) vD2 (Gp:) vD (Gp:) vg (Gp:) vg (Gp:) 0.5vgn2/n1 (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) S1 (Gp:) S2

La tensión vD es la mitad que en el caso del “Push-pull” ? vO = dvgn2/n1 (en MCC) vs1max = vs2max = vg vD1max = vD2max = vgn2/n1

Corrientes en el convertidor en medio puente (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) iL (Gp:) Mando (Gp:) iS2 (Gp:) t (Gp:) iD1 (Gp:) iS1 (Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) iD2 (Gp:) S1 (Gp:) S2

(Gp:) iO (Gp:) S2 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) L (Gp:) S1 (Gp:) iD1 (Gp:) iD2 (Gp:) iS1 (Gp:) iS2 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) vg/2 (Gp:) vg/2 (Gp:) dmax = 0,5

Corrientes medias: iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1) iD1_avg = iD2_avg = iO/2

iL

(Gp:) vO (Gp:) S3 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) L (Gp:) vD (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) S4 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD1 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vD2 (Gp:) vS4 (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vS3 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) dmax = 0,5

El convertidor en puente completo (“Full Bridge”) (Gp:) t (Gp:) vS2, vS3 (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) Mando (Gp:) t (Gp:) vS1, vS4 (Gp:) vD1 (Gp:) vD2 (Gp:) vD (Gp:) vg (Gp:) vg (Gp:) vgn2/n1 (Gp:) 2vgn2/n1 (Gp:) 2vgn2/n1 (Gp:) S1, S4 (Gp:) S2, S3

La tensión vD es la misma que en el caso del “Push-pull” ? vO = 2dvgn2/n1 (en MCC) vs1max = vs2max = vs3max = vs4max = vg vD1max = vD2max = 2vgn2/n1

Corrientes en el convertidor en puente completo (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) t (Gp:) iL (Gp:) Mando (Gp:) iS2, iS3

(Gp:) t (Gp:) iD1 (Gp:) iS1, iS4

(Gp:) t (Gp:) T (Gp:) dT (Gp:) t (Gp:) iD2 (Gp:) S1, S4

(Gp:) S2, S3

(Gp:) S3 (Gp:) n1 (Gp:) n2 (Gp:) n2 (Gp:) vg (Gp:) L (Gp:) S4 (Gp:) iD1 (Gp:) iD2 (Gp:) iS4 (Gp:) iS3 (Gp:) D1 (Gp:) D2 (Gp:) S1 (Gp:) S2 (Gp:) dmax = 0,5

iL iO Corrientes medias: iS1_avg = iS2_avg = iOd(n2/n1) iS3_avg = iS4_avg = iOd(n2/n1) iD1_avg = iD2_avg = iO/2

Problemas de saturación en el transformador del convertidor en puente completo En control “modo tensión” no garantiza la simetría del flujo magnético en el transformador, debido a las asimetrías en la duración de los tiempos de conducción de los transistores Soluciones: Colocar un condensador en serie CS Usar control “modo corriente” (Gp:) S2 (Gp:) S1 (Gp:) CS (Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) S3 (Gp:) S4

PO (Gp:) vg (Gp:) vS (Gp:) iS (Gp:) vg (Gp:) vg (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) + (Gp:) – (Gp:) vS (Gp:) vS (Gp:) iS (Gp:) iS (Gp:) PO (Gp:) PO

vSmax = 2vg iS_avg = PO/(2vg) Mayores solicitaciones de tensión ? apto para baja tensión de entrada vSmax = vg iS_avg = PO/vg Mayores solicitaciones de corriente ? apto para alta tensión de entrada vSmax = vg iS_avg = PO/(2vg) Menores solicitaciones eléctricas ? apto para alta potencia Comparación entre “Push-pull” y puentes

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) vg (Gp:) vO (Gp:) d (Gp:) 1-d (Gp:) Reductor

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor-elevador (Gp:) d (Gp:) 1-d (Gp:) vg (Gp:) vO

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor-elevador (Gp:) d (Gp:) 1-d (Gp:) vg (Gp:) vO

(Gp:) vg ? vO (Gp:) vO ? vg (Gp:) d ? 1-d (Gp:) 1-d ? d (Gp:) Circuitos idénticos si cambiamos:

Simetrías en los convertidores básicos (de segundo orden) (Gp:) Elevador (Gp:) 1-d (Gp:) d (Gp:) vO (Gp:) vg

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Reductor / elevador (Gp:) v1 (Gp:) v2< v1

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) SEPIC / zeta (Gp:) v1 (Gp:) v2

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) v1 (Gp:) Cuk / Cuk (Gp:) v2

(Gp:) Flujo de potencia

(Gp:) Red.-elev. / Red.-elev. (Gp:) v1 (Gp:) v2

Convertidores reversibles Ponemos diodos y transistores en paralelo en todos los interruptores Colocamos fuentes de tensión en ambos puertos (salida y entrada)

Sistemas de convertidores CC/CC multisalida. Opción de n convertidores en paralelo Eficiente (en cuanto al rendimiento Buena regulación de todas las salidas Tendencia actual Cara Compleja

Sistemas de convertidores CC/CC multisalida. Opción de un convertidor con regulación cruzada) Muy importante: las impedancias parásitas asociadas a cada salida deben ser tan pequeñas como sea posible Sistema barato Muy usado en sistemas de alimentación muy sensibles al coste Se regula una salida Las otras quedan sólo parcialmente reguladas

Los convertidores de retroceso (“Flyback”) y directo con regulación cruzada (Gp:) Va bastante bien si el transformador está bien hecho (sólo un diodo entre el transformador y la carga) Apto para potencias pequeñas

(Gp:) Apto para potencias mayores Peor regulación cruzada porque la bobina está en medio Las salidas pueden entrar en distintos modos

Mejorando la regulación cruzada en el convertidor directo Las dos bobinas operan en el mismo modo de conducción Condición de diseño: n1/ n2 = n3/ n4

(Gp:) n3 (Gp:) n4

(Gp:) n1 (Gp:) n2

Combinación de regulador conmutado y post-regulador lineal (Gp:) Post-reguladores lineales

(Gp:) Regulador conmutado

En sistemas reales, es bastante frecuente añadir post-reguladores lineales a las salidas no reguladas directamente (a veces se añaden post-reguladores basados en amplificadores magnéticos, no tratados aquí)